---“超寬帶”（UWB,Ultra Wide Band）是一種可實(shí)現(xiàn)高效短距離高速數(shù)據(jù)傳輸?shù)募夹g(shù),其應(yīng)用主要有無(wú)線USB和音頻/視頻流的傳輸。自從美國(guó)通信委員會(huì)（FCC）為UWB開放了從3.1～10.6GHz的工作頻譜以來(lái),已經(jīng)出現(xiàn)了多個(gè)旨在實(shí)現(xiàn)高速短距通信系統(tǒng)的標(biāo)準(zhǔn)。在多頻帶OFDM聯(lián)盟的一項(xiàng)建議中,是將分配的頻譜劃分成QPSK-OFDM調(diào)制子頻帶,每個(gè)子頻帶為528MHz。
---按照該建議,在強(qiáng)制工作模式下,器件在3.1～4.8GHz的三個(gè)較低頻帶的載頻間跳頻,其發(fā)射功率應(yīng)低于FFC規(guī)定的-41.25dBm/MHz的極限值。另外,這些低信號(hào)電平要求采用低噪聲接收鏈路,而2.4GHz和5GHz頻帶的強(qiáng)帶外干擾,以及與工作在頻帶內(nèi)的其他系統(tǒng)共存的需要,要求該鏈路必須具有較高的線性和選擇性。這樣,整個(gè)系統(tǒng)才能實(shí)現(xiàn)強(qiáng)勁的高速率數(shù)據(jù)傳輸。本文將從兩個(gè)方面對(duì)采用SiGe BiCMOS工藝的UWB快速跳頻頻率綜合器和射頻接收信號(hào)鏈路進(jìn)行簡(jiǎn)要的論述。 快速跳頻頻率綜合器
---用于UWB數(shù)據(jù)傳輸?shù)木C合器必須能夠滿足快速頻率切換要求。上面提到的跳頻方案是在相鄰頻譜上同時(shí)工作的微微網(wǎng) (piconet) 之間進(jìn)行的,該方案規(guī)定,在位于3432MHz、3960MHz和4488MHz頻率處的三個(gè)較低頻帶的載頻之間進(jìn)行跳頻,每隔312.5ns進(jìn)行一次。而頻率綜合器必須在這些載頻之間切換,轉(zhuǎn)換時(shí)間最長(zhǎng)不能超過(guò)9ns。在載頻純度方面的要求同樣非常嚴(yán)格——位于5GHz范圍內(nèi)的所有發(fā)射雜散噪聲必須控制在-50dBc以下,這樣才能避免帶外強(qiáng)干擾的下變頻進(jìn)入有用的信號(hào)頻帶,保證通信的有效性和高效性。
---因此,綜合器必須具有快速頻率切換的能力,同時(shí)還要滿足既能簡(jiǎn)化電路設(shè)計(jì),又不增加很多功耗的要求。而采用單PLL的方法需要使用一個(gè)實(shí)際上無(wú)法實(shí)現(xiàn)的高參考頻率來(lái)滿足穩(wěn)定性的要求。如果每個(gè)頻帶（3432MHz、3960MHz和4488MHz）都使用1個(gè) PLL,然后再通過(guò)選擇進(jìn)行切換的話,就需要3個(gè)PLL。這種方法不但成本較高,而且對(duì)電感耦合和3個(gè)PLL間的頻譜泄漏十分敏感。理想的方法是在一個(gè)所謂的多頻產(chǎn)生器內(nèi)整合所需的所有LO頻率。這種方法只需使用2個(gè)PLL,是一種既精簡(jiǎn)又可實(shí)現(xiàn)低功耗的解決方案。
---多頻產(chǎn)生器的原理如圖1所示。PLL的I和Q是兩個(gè)正交的相同輸入的參考頻率,可分別產(chǎn)生固定頻率為3960MHz和528MHz的兩個(gè)信號(hào)。3960MHz信號(hào)是2號(hào)頻帶的載頻。利用一個(gè)單邊帶（SSB）混頻器將該信號(hào)與-528MHz或+528MHz進(jìn)行正交混頻,可分別生成1號(hào)頻帶和3號(hào)頻帶。SSB混頻器前面的頻率選擇開關(guān)用于選擇相應(yīng)符號(hào)的528MHz信號(hào)。
---圖中的PLL8G包含一個(gè)工作在7.92 GHz的振蕩器,其輸出信號(hào)饋送至靜態(tài)2分頻分頻器,生成3960MHz的I信號(hào)和Q信號(hào)。PLL2G采用同樣的方式從內(nèi)部2.112 GHz信號(hào)生成正交的528MHz信號(hào)。2個(gè)PLL使用一個(gè)來(lái)自外部并在內(nèi)部進(jìn)行緩沖的公用44MHz參考信號(hào)。所需的頻率是SSB混頻器通過(guò)將3960MHz信號(hào)與-528MHz、DC或+528MHz信號(hào)進(jìn)行正交混頻產(chǎn)生的。-528MHz、0Hz和+528MHz之間的切換是由頻率選擇器根據(jù)外部提供的兩個(gè)控制位Sel0和Sel1實(shí)現(xiàn)的。濾波器用于抑制PLL2G中的靜態(tài)2分頻電路產(chǎn)生的528MHz信號(hào)的強(qiáng)三次諧波。如果這個(gè)頻率為1584MHz的諧波與3960MHz信號(hào)混頻,將在3960MHz + 1584MHz = 5544MHz處引起強(qiáng)激勵(lì),并在802.11a 干擾信號(hào)存在時(shí)在下變頻后使UWB信號(hào)帶寬內(nèi)產(chǎn)生帶內(nèi)發(fā)射雜散;或者在3960MHz - 1584MHz = 2376MHz處引起強(qiáng)激勵(lì),在有802.11b/g干擾信號(hào)時(shí)產(chǎn)生發(fā)射雜散。
 ---為了改善相位噪聲性能和降低功耗,兩個(gè)振蕩器均使用了數(shù)字控制MOS電容器,以獲得20%的調(diào)諧范圍,實(shí)現(xiàn)VCO的低控制增益（量級(jí)為50MHz/V）,從而降低兩個(gè)PLL輸出的亂真頻率。VCO的有源部分利用源自技術(shù)實(shí)現(xiàn),8GHz和2GHz VCO分別從2V穩(wěn)定電源獲得4.8mA和3.7mA的電流。
---8GHz PLL的主分頻比為整數(shù)比,等于 N =7920/44 = 180。選擇不同的素?cái)?shù),可以得到所需分頻器子單元的分頻比：N=180=2×2×3×3×5。第一個(gè)2分頻電路如圖2所示。鎖存器前面的輸入時(shí)鐘晶體管的發(fā)射極與數(shù)據(jù)對(duì)前面的時(shí)鐘晶體管的發(fā)射極一樣,可構(gòu)成一個(gè)差分對(duì)。該技術(shù)解決了I&Q信號(hào)質(zhì)量與任何尾電流源不匹配的問(wèn)題。2GHz PLL也采用了類似的方法,所需的分頻比48可表示為N=48=2×2×2×3。
---由于正交 SSB 混頻器工作在復(fù)雜信號(hào),因而為對(duì)信號(hào)進(jìn)行頻移而不致產(chǎn)生鏡像信號(hào)提供了機(jī)會(huì)。528MHz頻率符號(hào)的反轉(zhuǎn)是通過(guò)反轉(zhuǎn)一個(gè)528MHz信號(hào)的I&Q信號(hào)獲得的,如圖3中的-1增益塊所示。如果要接收或發(fā)射2號(hào)頻帶,將3960MHz信號(hào)移頻0Hz,并使用一個(gè)直流信號(hào)控制SSB級(jí),在SSB混頻器輸出端即可不使用多路轉(zhuǎn)換器。混頻器采用吉爾伯特乘法器,如圖3所示。
---采用0.25μm SiGe BiCMOS工藝的多頻產(chǎn)生器是一種基于2個(gè)PLL和1個(gè)SSB混頻器的快速跳頻多頻產(chǎn)生器,從1號(hào)頻帶（3432MHz）到3號(hào)頻帶（4488MHz）的跳頻不到1ns。其管芯面積為1070×970μm2,功耗為73.4mW,完整集成的多頻產(chǎn)生器在2.7V電源電壓的功耗為27.2mA,輸出測(cè)量緩沖器的功耗為11.8mA。其在5GHz和2.4GHz ISM頻帶內(nèi)的亂真頻率分別低于-50dBc和-45dBc。因此該產(chǎn)生器滿足3頻帶OFDM UWB系統(tǒng)的要求,能夠與802.11a和802.11b/g等其他系統(tǒng)同時(shí)工作。 
UWB 射頻接收信號(hào)鏈路
---除了上面介紹的跳頻方案外,要實(shí)現(xiàn)高速短距通信系統(tǒng)還必須具備射頻抗干擾接收鏈路。遺憾的是,在2.4GHz和5GHz頻帶存在著強(qiáng)帶外干擾,而且還有其他系統(tǒng)需要工作在同一個(gè)頻帶內(nèi),因此要求接收信號(hào)鏈路必須具有較高的線性和選擇性。
---要發(fā)揮“超寬帶”通信的優(yōu)勢(shì),必須保證器件能夠在有鄰近干擾源（如802.11a WLAN發(fā)射機(jī)）的情況下接收幾十米外的發(fā)射機(jī)數(shù)據(jù)。也就是說(shuō),在相隔僅幾百兆赫的頻率且存在+23dBm干擾信號(hào)的情況下,接收UWB信號(hào)的靈敏度須達(dá)到-70dBm。這對(duì)前端的噪聲和失真都提出了嚴(yán)峻的挑戰(zhàn)。另外,為了限制后端模數(shù)轉(zhuǎn)換器（ADC）的動(dòng)態(tài)范圍,必須對(duì)干擾信號(hào)進(jìn)行濾波,使之低于有用信號(hào)的電平。采用具有更高衰減、具有極為精確和陡峭的滾降特性的寬帶中頻（IF）濾波器即可滿足上述要求。
---如圖4所示,為了減弱強(qiáng)帶外干擾信號(hào),在UWB接收器鏈路的前端使用了一個(gè)片外濾波器。采用單端RF輸入的片內(nèi)低噪聲放大器（LNA）可在不使用寬帶平衡-不平衡變換器的情況下減少不必要的損耗和成本。但是,這樣做反而使?jié)M足線性要求的問(wèn)題復(fù)雜化了。LNA后的吉爾伯特混頻器具有與有源平衡-不平衡變換器作用類似的隱含功能�；祛l器產(chǎn)生的正交（I和Q）輸出需經(jīng)IF濾波器級(jí)進(jìn)行濾波和放大。
---為了具有較高的線性,同時(shí)不使用任何附加的外部元件又使三個(gè)較低頻帶的輸入阻抗為50Ω,可以采用如圖5所示的具有組合反饋機(jī)制的LNA電路。它由一個(gè)共發(fā)共基放大器輸入級(jí)（Q1和Q2）、電壓緩沖器（Q3和Q4）和后端白色發(fā)射極跟隨器組成。變壓器的初級(jí)線圈、次級(jí)線圈分別與發(fā)射極和集電極連接,與R1和C1一起構(gòu)成了電流反饋電路。
---芯片測(cè)試結(jié)果表明,LNA的增益為11dB,有用頻帶（3.25 GHz～4.75GHz）內(nèi)的噪聲指數(shù)約為3dB。該增益和噪聲性能可一直維持到約13GHz,能夠適用于從3.1GHz至10.6GHz的整個(gè)UWB頻帶范圍。
---UWB 接收器鏈路采用切比雪夫（Chebyshev）低通濾波器,它包括多個(gè)放大級(jí)和一個(gè)無(wú)源開關(guān)衰減器。由于采用了零中頻結(jié)構(gòu),I和Q信道的額定帶寬可降至250MHz。濾波器的額定增益為45dB,通帶波動(dòng)（pass band ripple）為2.8dB。放大級(jí)、衰減級(jí)和濾波級(jí)的分布使IF鏈在存在強(qiáng)干擾信號(hào)、無(wú)用信號(hào)和高有用信號(hào)時(shí)均呈高度線性。低噪聲濾波器只接收來(lái)自所有位于LNA之前的前置濾波器的有限衰減,以抑制大的帶外干擾信號(hào)。
---還有一個(gè)嚴(yán)峻挑戰(zhàn)是來(lái)自于802.11a的5.15GHz干擾信號(hào),它與3號(hào)子頻帶的4.488GHz載頻僅差660MHz。為了提高通帶和阻帶的精度,可以調(diào)諧濾波器電容器,以數(shù)字方式校正濾波器極點(diǎn)的位置及其品質(zhì)因數(shù)。濾波器級(jí)的工作放大器為兩級(jí)差分放大器,具有很高的單位增益頻率,可使濾波器的失真更低。圖6是IF濾波器的結(jié)構(gòu)。
---與多頻產(chǎn)生器一樣,接收鏈路也采用SiGe BiCMOS工藝,截止頻率（ft）可達(dá)70GHz。鏈路芯片的接收路徑面積（不包括DC偏置補(bǔ)償電路）僅為0.6mm2。完整的接收鏈路（不包括LO產(chǎn)生器）2.5V電壓的功耗為47mA。封裝后的器件整體噪聲指數(shù)為7.5dB,具有卓越的線性特性,以及可精確控制的、陡峭的濾波器特性。 
總結(jié)
---采用SiGe BiCMOS工藝的UWB快速跳頻頻率綜合器和射頻抗干擾接收鏈路具有卓越的特性,能夠滿足高效短距離的高數(shù)據(jù)速率傳輸?shù)男枰?實(shí)現(xiàn)與工作在2.4GHz和5GHz頻帶的系統(tǒng)的和平共處。 |
