引言
---許多消費(fèi)者的應(yīng)用、SOHO計(jì)算和網(wǎng)絡(luò)領(lǐng)域中的應(yīng)用,如無線基站、機(jī)頂盒和高端游戲機(jī),經(jīng)常使用帶12V中級(jí)總線電壓的DPA,并相應(yīng)使用非隔離本地DC-DC轉(zhuǎn)換。當(dāng)DPA增加一個(gè)功率轉(zhuǎn)換段時(shí),就模塊化、效率和可配置性而言,它們是有益的。但是,當(dāng)負(fù)載電壓不斷降低時(shí),DPA面臨新的挑戰(zhàn)。在低負(fù)載電壓和高電流時(shí)采用單段DC-DC轉(zhuǎn)換效率極低。EN61000-3-2對(duì)輸入功率為75W以上的電源提出的關(guān)于降低諧波的要求,更增加了系統(tǒng)的復(fù)雜性,必須在AC-DC級(jí)使用預(yù)穩(wěn)壓器PFC。典型的前端功率級(jí)包含產(chǎn)生固定的400V總線的升壓PFC預(yù)穩(wěn)壓器和一個(gè)隔離的DC-DC變換器,產(chǎn)生所需的總線電壓。合成的電源系統(tǒng)有多個(gè)處理段。雖然有人說這樣的安排有助于優(yōu)化各個(gè)電源段,但是明顯需要更好的系統(tǒng)解決方案。
 ---NCP1651是安森美半導(dǎo)體的一個(gè)新型控制IC,設(shè)計(jì)用來提供這種解決方案。它把兩段前端轉(zhuǎn)換器（PFC預(yù)穩(wěn)壓器和AC-DC變換器）并為一段。它使用工作在連續(xù)導(dǎo)通模式,或者非連續(xù)導(dǎo)通模式（DCM）的反激拓?fù)浣Y(jié)構(gòu),并帶有平均電流模式控制。圖1說明了傳統(tǒng)的兩段解決方案和NCP1651方案的區(qū)別,
---如圖1所示,這種新穎的解決方案節(jié)約了大量的元件�；贜CP1651的解決方案只要求一個(gè)MOSFET、磁元件、輸出整流器（低壓）和輸出電容（低壓）。相反,兩段解決方案要求兩個(gè)以上的上述元件,而且至少其中之一要能承受高壓。
---就性能而言,工作在CCM的反激拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)導(dǎo)致很低的總諧波失真（THD）和高效率。其他的單段解決方案通常要求工作在DCM模式,導(dǎo)致更高的峰值電流和效率較低。另外,提供的解決方案以固定的開關(guān)頻率工作,因此設(shè)計(jì)輸入濾波器比其他替代方案更加簡(jiǎn)單。
---基于NCP1651的解決方案非常適用于功率水平低于200W而輸出電壓高于12V的應(yīng)用。為了展示它的功能,對(duì)一個(gè)在通用線路電壓下工作的120W、12V轉(zhuǎn)換器進(jìn)行了設(shè)計(jì)和測(cè)試。設(shè)計(jì)工作于CCM模式。一張?jiān)O(shè)計(jì)輔助數(shù)據(jù)表用于計(jì)算元件值并產(chǎn)生一張材料匯總表。它可以在http://www.onsemi.com/pub/Collateral/NCP1651_DESIGN-D.XLS的NCP1651產(chǎn)品文件夾中下載。 電路描述和計(jì)算
---電路基本參數(shù)如下規(guī)定。它決定了主要電路元件的特性、變壓器尺寸、MOSFET、輸出整流器和輸出二極管的選擇。后面將對(duì)其作進(jìn)一步分析。
---● 最大額定輸出功率:Pout max=120W
---● 最小工作線路電壓:Vin min=85Vac
---● 最大工作線路電壓:Vin max=265Vac
---● 線路頻率:fline=47～63Hz
---● 額定開關(guān)頻率:fsw=100kHz
---● 額定穩(wěn)定輸出電壓:
---Vout=12Vdc±10%
---● 系統(tǒng)效率:效率=0.8（預(yù)計(jì)）
變壓器
---在兩段方法中,DC-DC級(jí)的輸入穩(wěn)壓為400V,而單段反饋輸入未穩(wěn)壓,隨線路電壓而變化。因?yàn)檫@個(gè)原因,反激拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)會(huì)受到高峰值電流的作用,并且需要一個(gè)堅(jiān)固耐用的變壓器。
---變壓器的設(shè)計(jì)用安森美半導(dǎo)體的設(shè)計(jì)輔助工具完成。選擇初級(jí)電感使輸入紋波電流最小。較高的電感值會(huì)降低初級(jí)峰值電流,但是增大了銅損耗。因此使用800μH的電感值。
---選擇正確的匝數(shù)比更復(fù)雜。一方面,使用大匝數(shù)比意味著在MOSFET和輸出整流器中可以得到更低的功耗。較大的匝數(shù)比對(duì)于相同負(fù)載可使初級(jí)電流更小。因?yàn)镸OSFET中的功耗和Ip2×RDS（on）成正比,初級(jí)電流Ip的少量減小會(huì)引起功耗的大大降低。使用較大的匝數(shù)比也降低了次級(jí)電壓并降低截止態(tài)時(shí)加在升壓二極管上的電壓應(yīng)力,因而可選擇反向電壓額定值VR低的二極管。這很重要,因?yàn)閂R較低的二極管的正向電壓降（VF）較低。因?yàn)槎䴓O管損耗和IF×VF成正比,所以這有助于降低二極管功耗。
 ---另一方面,采用小匝數(shù)比有幾個(gè)優(yōu)點(diǎn),明顯的是變壓器的尺寸和成本。第二,匝數(shù)比小意味著只有一小部分的輸出電壓反射回初級(jí)。另外,初級(jí)泄漏電感會(huì)隨著匝數(shù)比增加而增大,并且提高了MOSFET漏極上的電壓振鈴幅度。因?yàn)楣β蔒OSFET所承受的電壓等于整流的輸入電壓加上反射電壓和漏感尖峰,因此建議匝數(shù)比應(yīng)較小。因?yàn)橄嗤脑?要求變壓器制造商減小初級(jí)泄漏電感也是重要的。
---變壓器匝數(shù)比的一級(jí)近似可以從圖2中獲得。它根據(jù)變壓器匝數(shù)比表達(dá)了功率MOSFET的最大期望漏極-源極電壓以及次級(jí)電壓。
---選擇匝數(shù)比保持漏極-源極電壓在一個(gè)合理的水平。較低的VDS可以選擇RDS（on）較低的MOSFET,因此導(dǎo)通損耗也更小。圖2中所示的期望VDS不包括泄漏電感的貢獻(xiàn)。為了保持一定程度的安全余量,建議選擇匝數(shù)比值所產(chǎn)生的VDS低于500V。本設(shè)計(jì)采用800V的MOSFET,有300V的余量,并可保持低的RDS（on）。如果MOSFET電壓振鈴嚴(yán)重,需要緩沖電路保護(hù)開關(guān),與此同時(shí)降低了效率,因?yàn)榫彌_電路在吸收電壓尖峰時(shí)產(chǎn)生熱量。
---選擇匝數(shù)比時(shí)也應(yīng)考慮獲得盡可能低的VR。建議選擇所產(chǎn)生的VR低于100V的匝數(shù)比。
---總之,選擇磁元件時(shí)需要一些折中,或是優(yōu)化設(shè)計(jì)降低MOSFET和輸出二極管中的功耗,或是降低MOSFET上的電壓和變壓器及緩沖電路中的損耗。選擇正確的匝數(shù)比以充分發(fā)揮MOSFET、整流器的功能及它們的電氣特性還有大量工作要做。
功率開關(guān)
---功率MOSFET選擇基于最大漏極-源極電壓和最大峰值電流Ipk。VDS由整流輸入電壓加上反射輸出電壓及泄漏電感電壓決定。  ---其中是初級(jí)和次級(jí)的匝數(shù)比,Ip是初級(jí)電流,Lp（泄漏）是初級(jí)線圈泄漏電感,Cp是初級(jí)線圈寄生電容（本例中為1.0nF）,而Coss是MOSFET輸出電容（本例中為800pF）。
---最大開關(guān)電流和初級(jí)線圈峰值電流相同。它是最大[0]線路電流和允許紋波電流的函數(shù)。它可以用以下等式近似,或者通過設(shè)計(jì)輔助工具求得。 ---其中Lp是初級(jí)線圈電感,而ton是功率MOSFET導(dǎo)通時(shí)間。
---最高的峰值電流在低線電壓和高負(fù)載時(shí)發(fā)生。圖3顯示了流過變壓器的不同電流。線路電流波形的最小和最大電流分別用基座電流Iped和峰值電流Ipk表示。
輸出整流器
---必須選擇輸出整流器以降低功率損耗并提高效率。要考慮的最重要參數(shù)是二極管正向電流IF、正向電壓VF和反向電壓VR。二極管必須能夠維持負(fù)載供電所需的高電流,并且能承受高反向電壓,這就使元件類型選擇（肖特基或超快）非常重要。IF至少要等于平均輸出電流,而VR要大于輸出電壓加上反射到次級(jí)的輸入電壓的和。 ---輸出整流器中的導(dǎo)通損耗可以用設(shè)計(jì)輔助工具或以下公式計(jì)算。
---Pd=VF×IF×(1-D) 其中
---對(duì)于肖特基整流器,導(dǎo)通損耗占總功耗的絕大部分。
---輸出電容
---為獲得這種水平的輸入性能和降低系統(tǒng)成本,要進(jìn)行的折中之一是輸出電壓特性。反激轉(zhuǎn)換器沒有中間能量存儲(chǔ),所以輸出電容有雙重功能：線路頻率的儲(chǔ)能電容和開關(guān)頻率的紋波的濾波電容。這導(dǎo)致儲(chǔ)能電容比通常大的多,以保證紋波電壓保持為低,而且在電壓降低時(shí)能滿足保持時(shí)間。
---輸出電容根據(jù)它的電容值、電壓和rms電流額定值選擇。電容值取決于所需輸出電壓紋波的水平。它有兩個(gè)分量,一個(gè)為線路頻率產(chǎn)生,另一個(gè)為開關(guān)頻率產(chǎn)生。兩者都可以用設(shè)計(jì)輔助工具計(jì)算�！�5%或以下的輸出紋波水平可以接收。也就是,對(duì)于這個(gè)設(shè)計(jì)是低于±600mV。電壓額定值由電路的輸出電壓加上輸出紋波電壓決定。
---和其他反激轉(zhuǎn)換器一樣,輸出電容受到電路中存在的高開關(guān)電流影響。因?yàn)殡娙莸腅SR,那些高紋波電流不僅給輸出增加了一些電壓紋波,而且如果選擇不當(dāng),還會(huì)損壞電容。因此,電容的rms電流額定值必須作相應(yīng)選擇。
---在這個(gè)設(shè)計(jì)中使用兩個(gè)16V、15 000μF大型鋁電解電容和兩個(gè)16V、680μF貼片電容并排放置。這種奇特的組合可以簡(jiǎn)化電容組。電容的數(shù)量可能看似過多,但是這對(duì)滿足輸出紋波電壓要求并處理低頻高紋波電流（峰值21A）是必須的。通過并聯(lián)兩種類型的電容,不僅降低了ESR,而且rms電流也在兩者之間分配。這樣的電容ESR使低頻電流紋波主要直接通過重負(fù)載的15 000μF電容,它的電阻最低,而電流額定值最高。盡管680μF電容的電流額定值較低,但是因?yàn)楣沧髫?fù)載,所以沒有超過它們的最大紋波電流能力。進(jìn)行電容組合以后,可以獲得高線上的2.03Vp-p的120Hz電壓紋波。如果獲得更低紋波電平,那么可以增加額外的輸出電容。 電路原理圖
---圖4是NCP1651PFC實(shí)現(xiàn)的功能原理圖。 |
