圖 4：抑制混淆信號濾波器

如何選擇合適的放大器

系統(tǒng)設(shè)計工程師跟著便要仔細(xì)研究模擬信號處理區(qū)塊的其中一個更為嚴(yán)格的技術(shù)要求 -- 即單端/差分信號轉(zhuǎn)換的功能 (參看圖 5)。這個功能通常由變壓器負(fù)責(zé)執(zhí)行，但由于信號頻率范圍已將直流電的信號頻率包括在內(nèi)，因此變壓器無法支持這個功能，以致必須另外加設(shè)單端/差分信號放大器。這個放大器也可提供信號放大、電平轉(zhuǎn)移以及阻抗匹配等功能。

系統(tǒng)技術(shù)參數(shù)轉(zhuǎn)為放大器技術(shù)參數(shù)的整個過程大致上與模擬/數(shù)字轉(zhuǎn)換器的挑選過程無異。高速放大器有多個主要的技術(shù)參數(shù)，其中包括帶寬、增益、噪音及失真。為免信號在傳送到模擬/數(shù)字轉(zhuǎn)換器之前已出現(xiàn)衰減，放大器的帶寬最好比 27 MHz 信號帶寬大幾倍。由于模擬/數(shù)字轉(zhuǎn)換器的全標(biāo)度輸入是 2 Vpp，而最強(qiáng)的信號只有 1 Vpp，因此放大器只要有兩倍的增益，便可將 1 Vpp 的最強(qiáng)信號放大，達(dá)到與模擬/數(shù)字轉(zhuǎn)換器的全標(biāo)度輸入信號大致相同的水平。為免已放大的信號過驅(qū)動模擬/數(shù)字轉(zhuǎn)換器輸入端的信號及將其振幅削平，增益應(yīng)設(shè)定為稍低的 1.8 倍。ADC12DL065 芯片的信噪比是 69 dB。換言之，模擬/數(shù)字轉(zhuǎn)換器的全部噪音只有 69 dB，低于 2 Vpp 的全標(biāo)度輸入電平，亦即約 250 mVrms。

放大器的輸出噪音最低限度應(yīng)該比這個數(shù)值小兩倍或低于 125 mVrms。若果為了抑制這些噪音而特別為放大器制定有關(guān)噪音電壓及電流方面的技術(shù)參數(shù)，我們便要將放大器輸出信號的帶寬及放大器的增益所產(chǎn)生的影響一一計算在內(nèi)。抑制混淆信號濾波器的帶寬先前已確定為 32 MHz，輸入模擬/數(shù)字轉(zhuǎn)換器的放大器噪音帶寬也同樣設(shè)定為 32 MHz，而放大器的增益則設(shè)定為 1.8 倍。放大器本身的輸入電壓噪音進(jìn)入模擬/數(shù)字轉(zhuǎn)換器之后也成為輸入噪音，這方面的噪音可以根據(jù)以下公式計算出來： 


    Vnadc = Vnamp * ÖBW * (1+增益) =
    Vnamp * Ö32 MHz * 2.8 < = 125 mVrms

因此放大器的輸入噪音 (Vnamp) 必須小于 8 nV/ÖHz。差分信號放大器的輸入電流也有可能產(chǎn)生噪音，若放大器四周的電阻值一經(jīng)設(shè)定之后，來自差分信號放大器的噪音最后便會受到控制。失真并不是這個系統(tǒng)的一個重要技術(shù)參數(shù)，但放大器的失真程度應(yīng)該與模擬/數(shù)字轉(zhuǎn)換器的失真程度在同一范圍。每一通道應(yīng)該各有一個放大器，以便簡化個人電腦電路板的布局設(shè)計，以及更有效抑制兩個放大器之間的輸入信號的高頻干擾。

以下是單端/差分信號放大器的技術(shù)規(guī)格：若增益為 1.8 倍，帶寬便要高達(dá) 80MHz 以上；輸入噪音不可超過 8 nV/ÖHz；以及失真必須受到 70dB 以上的抑制。美國國家半導(dǎo)體的全新 LMH6550 差分高速運算放大器完全符合以上的規(guī)定。這款放大器的增益帶寬積達(dá) 400MHz，因此若增益為 1.8 倍，放大器的帶寬可達(dá) 140MHz (400 MHz / (1 + 1.8))。LMH6550 芯片的輸入電壓噪音是 6 nV/ÖHz，比規(guī)定的 8 nV/ÖHz 更優(yōu)勝，若以 20MHz 2 Vpp 的信號為例來說，這款放大器只有 70dB 的失真 (典型值)，失真程度與模擬/數(shù)字轉(zhuǎn)換器大致相同。

圖 5：單端/差分信號放大器的配置

我們只要挑選幾個合適的外接增益及反饋電阻，便可按照幾條簡單的公式，將 LMH6550 這一類差分信號運算放大器的一系列增益及輸入阻抗分別加以設(shè)定。放大器的理想增益是 1.8 倍，而理想的輸入電阻是 200W。

有關(guān)的電阻值可按照以下的公式選定：

Rin = Rs = 200W
Rg = Rin / (1 + 增益) = 200W / (1 + 1.8) = 71.4W
Rf = 增益 x (Rg + Rs) = 1.8 x (71.4W + 200W) = 488.5W
Rm = Rg + Rs = (71.4W + 200W) = 271.4W

我們可以根據(jù)上述電阻值計算出放大器輸入噪音電流所產(chǎn)生的噪音，結(jié)果顯示放大器噪音主要來自先前已計算出來的電壓噪音，因此輸入噪音電流所產(chǎn)生的噪音只有微不足道的影響。

由于放大器的有關(guān)參數(shù)及特性已全部確定，因此我們可以為抑制混淆信號濾波器之內(nèi)的電阻及電容分別選定其數(shù)值，濾波器的理想截止頻率是 32MHz。以下是計算截止頻率的公式：

Fc = 1 / (2p*Ro*(Co + Cadc*2))

LMH6550 的數(shù)據(jù)表載列一款抑制混淆信號濾波器，其中所列的截止頻率為 50MHz，而建議采用的 Ro 電阻為 56W。這里介紹的這款電路設(shè)計便采用這個 Ro 電阻值，而 Co 電容值也會根據(jù) 32MHz 的截止頻率作出調(diào)整。

Co = 1 / (2p*Ro*Fc) - Cadc*2) 
   = 1 / (2p*56W*32MHz) – 8pF*2 = 72.8pF

上述電阻值及電容值全部都可略加調(diào)整，以便可以采用更常用的數(shù)值。

最后，放大器還需提供信號電平轉(zhuǎn)移這個重要的功能，以便將信號電平調(diào)節(jié)至與模擬/數(shù)字轉(zhuǎn)換器共模輸入電壓相若的水平。此外，共模電壓的調(diào)節(jié)也很容易，我們只要利用 LMH6550 芯片，并將要求的共模電壓 (亦即 ADC12DL065 的參考輸出管腳的 1.5 伏電壓) 輸入放大器的 Vcm 輸入端，便可調(diào)節(jié)共模電壓。放大器輸出共模電壓最后會調(diào)節(jié)至 1.5 伏，與模擬/數(shù)字轉(zhuǎn)換器的輸入共模電壓相若。

圖 6：輸入“A”接收器系統(tǒng)的最后配置

內(nèi)容提要

系統(tǒng)設(shè)計工程師只要小心檢視信號路徑設(shè)計的每一個環(huán)節(jié)，便可為每一環(huán)節(jié)挑選適合的元件，確保系統(tǒng)設(shè)計具有高性能、低功率及體積小巧的優(yōu)點，能夠符合原本設(shè)計的所有要求 (參看圖 6)。 LMH6550 放大器及 ADC12DL065 模擬/數(shù)字轉(zhuǎn)換器都適用于以上介紹的一類信號路徑，而且兩者在操作時可以發(fā)揮相輔相成的作用，令這類信號路徑設(shè)計既簡單又容易實行。事實上，只有采用過這款電路設(shè)計進(jìn)行測試的工程師才會真正了解其中的優(yōu)點。多個實際的測試都證明這款電路能夠在任何操作情況下發(fā)揮預(yù)期或比預(yù)期更好的性能。

如欲進(jìn)一步了解有關(guān)美國國家半導(dǎo)體放大器產(chǎn)品的資料，敬請瀏覽

http://www.national.com/see/ap/article.cgi?code=AC1SIG