---圖7所示的是公式1～公式11在不同VGS條件下頻率變化（100kHz～1MHz）時(shí)所繪制的曲線圖。這些圖表可在任何輸出負(fù)載電流下生成,圖為IOUT（MAX）=20A時(shí)的輸出結(jié)果,在此電流下,提高M(jìn)OSFET連接點(diǎn)溫度主要受益于高效率。顯而易見,當(dāng)IOUT=20A時(shí),在所有考慮的頻率范圍內(nèi),VGS=9V都能顯著減少耗散功率。通過計(jì)算各VGS條件下的總耗散功率,并已知最大輸出功率,我們應(yīng)用公式12繪制了圖8中的曲線。
公式12
---在選擇最優(yōu)開關(guān)頻率時(shí),除了考慮對(duì)驅(qū)動(dòng)器與MOSFET的影響,還必須考慮對(duì)功率級(jí)組件的影響。分析功率級(jí)頻率的影響作用已經(jīng)超出了本例的范圍,因此我們假定200kHz對(duì)于在優(yōu)化MOSFET與門極驅(qū)動(dòng)電路以及維持相當(dāng)?shù)母哳l以使功率級(jí)中無源組件尺寸最小化二者之間來說是一個(gè)較好的折衷方案。圖8中的曲線表明,在VGS=9V且IOUT=20A的條件下,頻率為200kHz時(shí),效率提高約1.7%。
---選擇200kHz的開關(guān)頻率將有助于我們了解在所選頻率下VGS對(duì)整個(gè)負(fù)載范圍的影響。接下來,我們以200kHz為固定頻率,將公式1～公式11繪制成負(fù)載電流的曲線圖。
---圖9所示的是在固定頻率200kHz,VGS=5V與VGS=9V兩種情況下,負(fù)載電流對(duì)耗散功率的影響曲線圖。正如所預(yù)料的那樣,圖10表明了當(dāng)VGS=9V且IOUT=20A時(shí),效率提高了1.7%。然而,當(dāng)IOUT小于7A時(shí),VGS=9V使效率降低,而VGS=5V卻能提高效率。這是因?yàn)?IOUT小于7A時(shí),低導(dǎo)電損耗所帶來的效率提高不再具有主導(dǎo)的作用,這點(diǎn)在公式1與公式7中顯而易見。在低負(fù)載電流時(shí),頻率相關(guān)損耗（frequency dependant losses）開始超過電流相關(guān)（導(dǎo)電）損耗并起主導(dǎo)作用,因此,應(yīng)選擇低的VGS=5V,也就是低門極電荷。
---有趣的是,通過重復(fù)上述繪圖過程,能夠優(yōu)化VGS與開關(guān)頻率的組合。在本例中,如果采用VGS=9V,頻率為200kHz,能夠在最大輸出電流時(shí)提高效率1.7%;而在較小負(fù)載電流時(shí),代價(jià)是使效率降低。相反,如果采用VGS=5V,頻率同樣為200kHz,則在中低范圍的負(fù)載電流時(shí)效率提高,而在高負(fù)載電流時(shí)效率降低。
---生成圖7～圖10中的曲線圖所采用的詳細(xì)計(jì)算過程如下：
---控制MOSFET,VGS=5V：
Pc(5V)=(20A)2×8.7×10-3Ω×0.36=1.253W 公式13公式14
Psw(5V)= ×5V×20A×(54.3×10-9s+54.3×10-9s)×(200×103Hz)=1.09W 公式15
Pout(5V)= × ×400×10-12F×5V×200×103Hz=0.27mW 公式16
VGS=5V時(shí)驅(qū)動(dòng)器IC中的耗散功率：公式17
---高控制MOSFET與門極驅(qū)動(dòng)器IC的總功率損耗為公式13～公式17的損耗之和。
---PG1_TOTAL（5V）=1.253W+1.09W+0.27×10-3W+21.1×10-3W=2.36W 公式18
---控制MOSFET,VGS=9V：
Pc(9V)=(20A)2×6.4×10-3Ω×0.36=0.922W 公式19公式20
Psw(V9)= ×5V×20A×(30×10-9s + 30×10-9s )×(200×103Hz)=0.6W 公式21
Pout(9V)= × ×400×10-12 F×5V×200×103Hz=0.27mW 公式22
VGS=9V時(shí)驅(qū)動(dòng)器IC中的耗散功率：公式23
高控制MOSFET與門極驅(qū)動(dòng)器IC的總功率損耗為公式19～公式23的損耗之和。
PG1_TOTAL(9V) = 0.922W + 0.6W + 0.6W +0.27×10-3W+72.46×10-3W =1.595W 公式24
同步整流器MOSFET,VGS=5V：
Pbd(5V)=1V×20A×200×103Hz×(10×10-9s)=40×10-3W 公式25
Pc(5V)=(20A)2×3.37×10-3Ω×(1-0.36)=0.863W 公式26
PRR(5V)=37.5×10-9C×5V×200×103Hz=37.5×10-3W 公式27
VGS=5V時(shí)驅(qū)動(dòng)器IC中的耗散功率：公式28
---同步整流器MOSFET與門極驅(qū)動(dòng)器IC的總功率損耗為公式25～公式28的損耗之和。
---PG2_TOTAL(5V)=40×10-3W + 0.863W +37.5×10-3W+72.88×10-3W =1.014W 公式29
---同步整流器MOSFET,VGS=9V：
Pbd(9V)=1V×20A×200×103Hz×(10×10-9s)=40×10-3W 公式30
Pc(9V)=(20A)2×2.75×10-3Ω×(1-0.36)=704×10-3W 公式31
PRR(9V)=76×10-9C×5V×200×103Hz=76×10-3W 公式32
VGS=9V時(shí)驅(qū)動(dòng)器IC中的耗散功率：公式33
---同步整流器MOSFET與門極驅(qū)動(dòng)器IC的總功率損耗為公式30～公式33的損耗之和。
PG2_TOTAL(9V)=40×10-3W+704×10-3W +76×10-3W+265.85×10-3W=1.086W
公式34
---應(yīng)用實(shí)例結(jié)果小結(jié)如表2所示。
---表2表明,對(duì)于Fsw=200kHz且IOUT=20A,采用VGS=9V比采用VGS=5V驅(qū)動(dòng)Q1與Q2能提高整體效率近1.7%。表2中的結(jié)果與圖7～圖10中的計(jì)算圖形結(jié)果完全一致。在本例中,采用VGS=9V驅(qū)動(dòng)Q1與Q2能顯著提高整體效率,然而在IOUT低于7A時(shí),效率有所降低。表2中Q1與Q2的總損耗似乎是合理的,然而,每個(gè)MOSFET封裝的熱阻抗也應(yīng)該考慮在內(nèi),這樣才能確保連接點(diǎn)溫度處于額定的限制范圍中。如果連接點(diǎn)溫度未超過選定的設(shè)計(jì)限值,則可進(jìn)一步提高開關(guān)頻率。
結(jié)論
---使用給定的一組同步降壓功率級(jí)設(shè)計(jì)參數(shù),以9V而不是5V驅(qū)動(dòng)MOSFET門極能夠?qū)崿F(xiàn)高達(dá)1.7%的滿負(fù)載效率增加值。在本例中,在負(fù)載電流高于7A時(shí),導(dǎo)電損耗起主導(dǎo)作用。而對(duì)于負(fù)載電流低于7A時(shí),則開關(guān)損耗起主導(dǎo)作用,圖中顯示效率實(shí)際上降低了多達(dá)4％�？偠灾�,要獲得較高的低負(fù)荷效率可采用VGS=5V,而要獲得較高的滿負(fù)荷效率則應(yīng)采用VGS=9V。當(dāng)考慮采用何種VGS設(shè)計(jì)值時(shí),查看MOSFET功率損耗公式的圖示結(jié)果能更好地理解在頻率與輸出電流變化時(shí)如何提高效益。
---如果給定條件,在電源應(yīng)用中如何優(yōu)化驅(qū)動(dòng)開關(guān)式MOSFET的門極驅(qū)動(dòng)電流振幅？答案往往不確定,但借助于電子表格或MATHCAD,設(shè)計(jì)人員通過圖表方式考察各權(quán)衡方案與潛在效益就能進(jìn)行合理的比較。
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