1 引言

越來越多的電機(jī)采用了功率電子變換器對(duì)其進(jìn)行供電。這就使得電機(jī)的工作點(diǎn)諸如轉(zhuǎn)速、轉(zhuǎn)矩以及能量的消耗等可以得到控制。本文推導(dǎo)、陳述并比較了用于交流電機(jī)驅(qū)動(dòng)的各種逆變器的設(shè)計(jì)方法以及電力電子器件的使用狀態(tài)。
圖1給出了兩種典型的交流電機(jī)驅(qū)動(dòng)原理圖:左邊給出的是目前工業(yè)界廣泛使用的穩(wěn)壓源供電驅(qū)動(dòng)系統(tǒng);相對(duì)應(yīng)的右側(cè)給出的結(jié)構(gòu)則多使用于電池供電的場(chǎng)合，象車載集裝箱升運(yùn)機(jī)、汽車傳動(dòng)系統(tǒng)的輔助驅(qū)動(dòng)、啟動(dòng)發(fā)電機(jī)等等。這兩種結(jié)構(gòu)都可以用于驅(qū)動(dòng)對(duì)稱或者不對(duì)稱電機(jī)m，其兩者都是工作在直流輸入電壓uz的場(chǎng)合。
左邊這個(gè)變換器的結(jié)構(gòu)主要包含以下三個(gè)部分:三相整流器(也有單相的情況)d11…d16，其輸出的直流電壓與輸入交流電壓的幅值呈比例關(guān)系，在幾百伏左右。這個(gè)電壓等級(jí)也是后級(jí)大多采用igbt以及快速續(xù)流二極管的原因。由d1/t1…d6/t6組成的逆變器會(huì)給 提供其需要的三相交流電。在機(jī)器處于發(fā)電狀態(tài)的時(shí)候，逆變器可以將回饋能量回饋到直流母線端。為了防止直流母線端的電壓uz超過容性儲(chǔ)能器件的額定值，通常開通t7，由r7與t7將多余的能量釋放掉。t7被關(guān)斷后，d7就提供一個(gè)自然續(xù)流的回路。在整流器與斬波器以及斬波器和后面的逆變器之間都要分別加入濾波器或者電感，以優(yōu)化其emc性能;與此同時(shí)，為了保證控制對(duì)象的性能、安全以及成本在整流器與斬波器、逆變器中或者逆變器和電機(jī)之間需要接入分流器或者傳感器。
右側(cè)給出的電池供電的驅(qū)動(dòng)系統(tǒng)中，電池直接給直流母線uz提供能量。電動(dòng)汽車中的電池電壓的典型值為12v、24v、48v或者80v，這個(gè)電壓足夠低使得mosfet尤其是溝道型的mosfet成為這里的首選。要注意的是其寄生二極管是可以使用的，尤其是在硬關(guān)斷的開關(guān)狀態(tài)的時(shí)候。在原理圖上，mosfet被表示成t1…t6，而其寄生二極管用d1…d6表示。在電機(jī)處于電動(dòng)狀態(tài)的時(shí)候電池提供能量，在電機(jī)處于發(fā)電狀態(tài)的時(shí)候電池存儲(chǔ)回饋的能量。

圖1 兩種典型的交流電機(jī)驅(qū)動(dòng)原理圖

2 器件的定額或特性與驅(qū)動(dòng)數(shù)據(jù)的關(guān)系

要使得各種不同的功率電子逆變器具有可比性，首先就必須推導(dǎo)出器件的定額或特性與驅(qū)動(dòng)數(shù)據(jù)的關(guān)系。下文敘述的方法將最大程度地利用器件手冊(cè)上的隱含信息，一個(gè)好的通用的手冊(cè)允許不專門開發(fā)仿真模型就可以實(shí)現(xiàn)對(duì)各種器件實(shí)現(xiàn)比較。正因?yàn)槿绱?，我們可以采用近似的手段。?shí)踐證明，這種近似很大程度上都有相當(dāng)高的精度。
器件的耐壓的定額由直流母線電壓uz決定，而這通常都是決定于穩(wěn)壓源或者是電池的電壓。需要的電壓定額通常是由器件上允許消耗的能量決定的。半導(dǎo)體器件上的功耗會(huì)引起其結(jié)溫的上升，結(jié)溫值不能超過額定。值得一提的是器件資料中給出的結(jié)溫等參數(shù)應(yīng)該在下文中考慮器件的不同工作狀態(tài)推出的計(jì)算公式中得到應(yīng)用。

2.1 逆變器
電機(jī)的供電通常是由采用pwm等控制方式控制的、提供三相近似正弦電流的逆變器系統(tǒng)。以下假設(shè)開關(guān)頻率為fr，這是由控制系統(tǒng)提供的恒定的頻率，其遠(yuǎn)遠(yuǎn)高于逆變器輸出頻率fm。有了開關(guān)頻率fr和占空比ai，在第i個(gè)開關(guān)周期器件的導(dǎo)通和關(guān)斷的時(shí)間就可以知道:

式(1)中給出的是功率極的一相橋臂d1/t1…d2/t2，由于三相的對(duì)稱性，下文將僅以此橋臂為例來說明。圖2給出了電機(jī)電流il1參考極性。

圖2 電機(jī)電流il1參考極性

當(dāng)開關(guān)管導(dǎo)通的時(shí)候，由于上面存在一定的壓降，就必然會(huì)產(chǎn)生一定的功耗。各種器件的功耗pd如式(2)所示:
通用表達(dá)式 近似

這里對(duì)mosfet的損耗指的是其在開通流過正向或者反向電流時(shí)的損耗。在其截止的時(shí)候，電流流過其寄生二極管，此時(shí)損耗計(jì)算參照二極管的說明。不考慮功率器件的開通時(shí)間，用u0表示導(dǎo)通壓降，r0表示串聯(lián)阻抗。
當(dāng)器件處于截止?fàn)顟B(tài)的時(shí)候，其中會(huì)流過很小的漏電流。產(chǎn)生的反向截止損耗pb如式(3)所示:
通用表達(dá)式 近似

二極管漏電流的大小決定于其采用的技術(shù)，金屬摻雜的雙向功率器件在高溫的時(shí)候，產(chǎn)生的漏電流尤其大[7]，其他情況下都是可以忽略的。
工作周期中的開通、關(guān)斷能量損耗eon和eoff可用式(4)中給出的方案計(jì)算:

通用表達(dá)式中的積分應(yīng)該包括整個(gè)變換時(shí)段。為了包含因正弦電流帶來的開關(guān)狀態(tài)多變的工作點(diǎn)，對(duì)igbt或者mosfet在工作點(diǎn)uce0、ic0或是uds0、id0附近的線性化成為近似的手段。通常感性開通的igbt在額定電壓的一半、額定電流、一定的驅(qū)動(dòng)電阻以及高溫時(shí)的功耗在其器件資料中會(huì)有給出。其通常被用于表示在相同的邊界條件下(尤其是驅(qū)動(dòng)電阻以及溫度)的功耗eoff/on(uce0，ic0)。由于驅(qū)動(dòng)的波形不一樣，這里感性開通的igbt的損耗參數(shù)與平時(shí)常見的阻性開通的mosfet的給出損耗參數(shù)也是不一樣的。這里的近似考慮到了eon跟電流引起的二極管反向恢復(fù)的緊密聯(lián)系，獲得一個(gè)與電流解耦的能量損耗。uce或者uds指的是開通前或者關(guān)斷后的電壓，相對(duì)應(yīng)的ic或者id則是開通后或者關(guān)斷前開關(guān)管中流過的電流。二極管關(guān)斷損耗近似到雙極性器件二極管的反向恢復(fù)損耗中去了，需要注意的是式(4)中給出的是對(duì)應(yīng)于一定的條件成立的，尤其是電流下降率dif/dt和溫度。二極管的開通損耗相當(dāng)小，這里就忽略不計(jì)了。還要說明的是，電壓控制型的igbt和mosfet的控制損耗一般也可以忽略不計(jì)。

第i個(gè)開關(guān)周期的一個(gè)開關(guān)上的平均功耗 可以結(jié)合式2、3、4對(duì)應(yīng)與式(1)的關(guān)系得到，如式(5)所示。
假設(shè)了在第i個(gè)開關(guān)周期內(nèi)，直流母線電壓uz恒定，由于fr＞＞fm從而電機(jī)的電流il1的變化就不是很明顯，用il1i來表示其大小。二極管的關(guān)斷損耗被保守地用系數(shù)1/4來估算。對(duì)稱性的作用，對(duì)開關(guān)管而言同時(shí)存在一個(gè)沒有在式5中列出的大小相同的平均功耗。
在交流源向電機(jī)供電的某個(gè)周期中，一系列的il1i階躍形成了近似正弦的輸出電流il1。相似的，占空比ai在每個(gè)開關(guān)時(shí)段都在被控制器不斷階躍化調(diào)節(jié)著。結(jié)合元件參數(shù)、一些常數(shù)如uz以及一些階躍化的量象il1i和ai，每個(gè)輸出周期內(nèi)的平均功耗就可以計(jì)算出來(式6)。假設(shè)開關(guān)頻率是輸出頻率的倍數(shù)，則是個(gè)整數(shù):

某個(gè)輸出周期的平均功耗可以用來計(jì)算開關(guān)器件的性能參數(shù)中節(jié)點(diǎn)到外殼熱阻rthjc、外殼到散熱片之間熱阻rthcs以及散熱器到周圍環(huán)境熱阻rthsa的平均結(jié)溫。其值分別由tc、ts和ta表示[式(7)]。

這個(gè)結(jié)果的精確度相當(dāng)高，因?yàn)檩敵鲋芷谝冉Y(jié)溫的熱時(shí)間常數(shù)小得多(暫態(tài)熱阻的時(shí)間常數(shù)為1s左右):

否則就需要對(duì)動(dòng)態(tài)進(jìn)行計(jì)算，比如在電動(dòng)汽車爬坡時(shí)常?？赡茌^長(zhǎng)時(shí)間工作在一個(gè)比較低的頻率。此時(shí)功率器件較小的熱時(shí)間常數(shù)就必須考慮過載的工作情況。如果機(jī)器較長(zhǎng)時(shí)間處于過載運(yùn)行狀態(tài)，功率部分必須預(yù)留過載裕量。
平均結(jié)溫不允許超過器件的最大額定值tjmax。這是器件驅(qū)動(dòng)周期工作的可靠性所要求的。
通常這都趨向于人工計(jì)算，推薦使用[8]中給出的方法?；谟?jì)算機(jī)的計(jì)算或者仿真要比手動(dòng)計(jì)算節(jié)省大量的勞動(dòng)量。

2.2 斬波器

斬波器的工作與逆變器很相似:當(dāng)t7導(dǎo)通時(shí)間，流過的電流為［如圖1和式(1)所示］。開關(guān)器件的損耗可由等式(2)求得。假設(shè)電阻中存在一個(gè)很小的寄生電感l(wèi)f—通常由電纜以及線繞阻引起—那么可以用式(4)來計(jì)算t7的關(guān)斷損耗。續(xù)流電流在續(xù)流回路中d7上產(chǎn)生的損耗也可以由式(2)得出，在諧振時(shí)間參數(shù)比較小的時(shí)候，電流很快降為零，這就是為什么d7導(dǎo)通損耗并不大的原因。而且，d7不是隨著t7開通產(chǎn)生的硬開通，也就避免了式(4)中給出的二極管的關(guān)斷損耗和晶體管的開通損耗。由式(3)可知反向截止損耗可忽略不計(jì)。
在斬波器動(dòng)作的時(shí)候，控制單元將提供一個(gè)相對(duì)恒定的占空比，以保證多余的能量能在電阻上消耗掉。這樣，在t7和d7消耗的平均功率和可以用式(9)計(jì)算出來:

在這樣的一個(gè)裝置中，如果把igbt換成mosfet，響應(yīng)的功耗也可以算出來。平均功耗的引入使得式(7)中節(jié)溫的計(jì)算成為可能。

2.3 恒壓源整流器

整流器輸出電壓波形由恒壓源的電壓決定，理想的正弦波輸入，輸出波形就是一定的。電壓波形決定于實(shí)際電路，尤其是穩(wěn)壓源和dc側(cè)的斬波器。穩(wěn)壓源和dc側(cè)電感沒有電感或者電感較小的情況下，電流將以小于周期脈動(dòng)，如果dc側(cè)的電感較大，在時(shí)間段中，dc側(cè)的電流恒定，穩(wěn)壓源側(cè)出現(xiàn)電流波形為方波。
導(dǎo)通功耗可以由式(2)計(jì)算得出，整流二極管的截止損耗通常忽略不計(jì)。在沒有硬開通或者是頻率較低硬開通的影響不是很大的情況下，開關(guān)損耗也可以忽略。
倒是另外一點(diǎn)值得考慮的是:圖1中左側(cè)的原理圖中，如果穩(wěn)壓源的電壓uz被放電到電壓為零的時(shí)候，就會(huì)產(chǎn)生一個(gè)給電容充電的大電流。會(huì)受到等效串聯(lián)電阻的影響從而使得變換器的速度變慢。通常這個(gè)沖擊電流ifsm是整流器選擇的最重要的要求。

3 元件的機(jī)械封裝

設(shè)計(jì)工業(yè)應(yīng)用以及汽車的驅(qū)動(dòng)的功率級(jí)的功率大小從幾百瓦到幾十個(gè)千瓦不等，這里也存在著不同的工藝方法。最傳統(tǒng)的做法是將多個(gè)分立元器件不隔離地合并到一起，例如圖3左側(cè)給出的典型to-247封裝:逆變器由6只單獨(dú)的igbt與反并二極管或者mosfet構(gòu)成的開關(guān)器件組成。對(duì)于穩(wěn)壓源的驅(qū)動(dòng)裝置(斬波器)通常只由一只不帶反并聯(lián)二極管的igbt以及一個(gè)單獨(dú)的快速恢復(fù)二極管組成。整流器每相至少由一個(gè)二集成二極管組成。因此功率級(jí)的器件個(gè)數(shù)至少為6+2+3=11，如圖1左側(cè)所示。在一個(gè)器件的定額不夠的時(shí)候，會(huì)采取幾個(gè)并聯(lián)的方式，那樣器件的個(gè)數(shù)又會(huì)增加。所有接在對(duì)地聯(lián)接的散熱器上的器件都必須采用絕緣體隔離。固定方式大多是通過墊圈等用螺栓固定或者是彈簧夾固定。這樣存在的一個(gè)問題就是表達(dá)式(7)中的rthcs比較大，而且其中存在的器件與散熱器的比較大的耦合電容cp，會(huì)影響到電路的正常工作。而且可靠性也不是很好。如果安裝的成本不占很大比例時(shí)，那這些在高度自動(dòng)化的流水線上生產(chǎn)出來的器件就會(huì)由于價(jià)格低成為比較好的選擇。
ixys公司推出的新型的isoplus247tm[9]封裝器件(如圖3)的外形和to-247相似，不過沒有孔，但是其內(nèi)部的結(jié)構(gòu)卻是大不相同。原因在于上述的銅引線被敷有銅皮(dcb)的陶瓷基座所代替。這樣器件自身隔離的實(shí)現(xiàn)就成為可能，熱阻rthic+rthcs就會(huì)大幅度減小，對(duì)地耦合電容也會(huì)減小到cp=30pf左右。同時(shí)由于基座與硅晶體之間的配合好，可靠性也大大提高。器件通過彈簧夾固定到散熱器上，推薦使用導(dǎo)熱油脂。這類器件可以用來代替?zhèn)鹘y(tǒng)的to-247封裝的器件，其另外一個(gè)特性就是相對(duì)于to-247而言，由于省下一個(gè)安裝的空間可以擴(kuò)充硅片的面積，從而可以有比較大的電流定額。

圖3 isoplus247tm封裝器件

圖4介紹的isoplus247tm[10]已經(jīng)是一種前面介紹的邏輯衍生物，5腳isoplus i4 tm器件。其利用dcb陶瓷基座實(shí)際上相當(dāng)于pcb這個(gè)條件，將多相整流橋臂集成到一起。這樣一來總共需要的器件數(shù)就減少為3+1+1個(gè)。采用上述的辦法將器件固定到散熱器上。器件的高度集成也使得變換器的性能可以得到優(yōu)化，寄生參數(shù)的減小。主電路與控制電路的分開都為pcb的設(shè)計(jì)提供了方便。

圖4 isoplus i4 tm器件

dcb隔離技術(shù)早在幾年前就已經(jīng)在半導(dǎo)體模塊中得到應(yīng)用(如圖5，6，7)。圖5給出的采用dcb技術(shù)以及焊接終端的模塊已經(jīng)成為工業(yè)驅(qū)動(dòng)變換器的標(biāo)準(zhǔn)。它們集成度很高，包含了整個(gè)功率極或者是igbt逆變器。隨后整流器以及斬波器也采用了dcb技術(shù)(如圖6所示)。相應(yīng)的汽車中需要的用溝道型mosfet組成的三相橋臂也會(huì)在不久出現(xiàn)集成模塊。

圖5 dcb技術(shù)以及焊接終的模塊

圖6 采用dcb技術(shù)的整流器

圖7 工業(yè)標(biāo)準(zhǔn)模塊

圖7給出的最終的工業(yè)標(biāo)準(zhǔn)的模塊由于采用了螺栓終端，適合于在大電流場(chǎng)合應(yīng)用。對(duì)比于圖5，這里的dcb的隔離性能更佳，應(yīng)用安全標(biāo)準(zhǔn)等級(jí)更高。

4 范例

第3節(jié)得出的一個(gè)結(jié)論是設(shè)計(jì)驅(qū)動(dòng)變換器的技術(shù)可能性有很多，下面將詳細(xì)介紹其中一些。組成整個(gè)功率級(jí)的半導(dǎo)體器件以及根據(jù)2.1節(jié)中提出的方法對(duì)igbt逆變器的器件應(yīng)力的計(jì)算。所涉及的器件封裝為傳統(tǒng)的to-247、isoplus247tm、isoplus i4tm以及工業(yè)標(biāo)準(zhǔn)模塊。選擇了具有相似硅片的器件，使得計(jì)算數(shù)值可以用于直接比較不同設(shè)計(jì)的功能以及其不足。

4.1 元器件
帶有下列器件的變換器是主要的研究對(duì)象:
to-247封裝器件(圖3左)
igbt逆變器中d1/t1…d6/t6(圖1)均由一個(gè)ixeh40n120d1(其中含有一個(gè)igbt以及一只反并二極管<圖3右起第二個(gè)>)組成。
斬波器也相應(yīng)地由一個(gè)單獨(dú)地igbt開關(guān)ixeh40n120(圖3右起第三個(gè))以及一個(gè)dsep型快恢復(fù)二極管(圖3右起第五個(gè))組成。
整流器采用的是三個(gè)dsi型雙整流管裝置(圖3右起第四個(gè))。
除了半導(dǎo)體器件的特性外考慮到散熱器絕緣墊片引起的熱阻對(duì)于結(jié)溫的計(jì)算有很重要的作用[見式(7)]。對(duì)一個(gè)采用最新材料的to-247封裝的器件，假設(shè)使用了一個(gè)厚度為110mil的絕緣層，熱阻rthic=1，則溫升為25。
isoplus247tm器件(圖3左起第二個(gè))
其外形與to-247封裝器件相同用于設(shè)計(jì)的類別如下:
逆變器ixeh35n120d1;
斬波器:igbt ixeh40n120d1 二極管dsep…r;
整流器: dsp…r;
按照說明安裝到散熱器—建議使用導(dǎo)熱絕緣油脂，不建議使用散熱墊片。
isoplus i4tm器件(如圖4)

第三節(jié)所提及的集成度是集成了下列器件:

第三節(jié)所提及的集成度是集成了下列器件:
fii50-12e(如圖4，右起第二個(gè))合并成igbt逆變器的一相橋臂d1/t1…d2/t2;
斬波器使用同樣的裝置;
整流器包括一個(gè)fuo22-12n(如圖4，右起第三個(gè))如2.3節(jié)敘述的，允許較大的浪涌電流。
mubw25-12a7模塊(如圖5，上左)給出了最終的方案。其內(nèi)部結(jié)構(gòu)見圖5(下左)。
為了便于計(jì)算，使用了半導(dǎo)體器件手冊(cè)中給出的特性參數(shù)。式(2)給出的導(dǎo)通損耗的計(jì)算取了其最大值，式(3)給出的截止損耗被忽略。根據(jù)式(4)，許多邊界條件象igbt的門極電阻rg，或一定工作條件下二極管電流下降率，典型的動(dòng)態(tài)特性都用在了損耗的計(jì)算上。除此之外，從節(jié)點(diǎn)到外表的熱阻以及外殼到散熱器的熱阻rthjc和rthcs均取了最大值。要指出的是沒有給出推薦設(shè)計(jì)的折中特性值。

4.2 逆變器的工作條件
假設(shè)了下列通用工作條件:
直流電壓值 uz=500v 400v三相交流整流而得
開關(guān)頻率 fr=16khz
散熱器溫度 ts-70℃
電機(jī)電壓 um=380v 三相pwm有三次諧波
電機(jī)功率因數(shù) │cosφ│=0.85
電機(jī)頻率 fm=50hz (10)
在電機(jī)電動(dòng)狀態(tài)的時(shí)候，結(jié)溫不允許超過tj=125℃。
相應(yīng)的工作在發(fā)電狀態(tài)的時(shí)候也一樣。
在電動(dòng)狀態(tài)過載運(yùn)行的時(shí)候，結(jié)溫不允許超過tjmax=150℃。
這些工作點(diǎn)的條件是在考慮到變換器結(jié)溫限制的情況下得到的。同時(shí)考慮帶載以及過載運(yùn)行的時(shí)候，應(yīng)考慮后者，保證變換器過載工作處于允許條件下。
需要指出的是上述計(jì)算而得工作條件前提是且ft>>fm。

4.3 結(jié)果
下表給出了計(jì)算的結(jié)果。用第三節(jié)介紹的器件封裝的知識(shí)來對(duì)其進(jìn)行一些比較。在硅晶體的容量相似情況下可得一些結(jié)果。器件的定額以及變換器所能提供的功率很大程度上決定于器件的封裝:當(dāng)需要額外的絕緣墊片的時(shí)候—即使在最佳使用狀態(tài)—傳統(tǒng)的to-247封裝的器件所能提供的能量就小。而采用dcb集成的isoplustm封裝器件(不考慮特殊版本)則可以用于較大的定額狀態(tài)?？梢灶A(yù)測(cè)在電動(dòng)狀態(tài)igbt結(jié)溫達(dá)到最大，而在發(fā)電狀態(tài)，二極管的結(jié)溫達(dá)到最大。igbt與二極管達(dá)到最佳匹配的時(shí)候無(wú)論發(fā)電或者電動(dòng)的變換器中兩者定額都相似。

5 結(jié)論

在介紹了實(shí)際應(yīng)用中的計(jì)算方法以及對(duì)各種不同元器件技術(shù)的描述后，對(duì)于有相近容量硅晶體的器件做了一些比較?；谝粋€(gè)400v交流標(biāo)稱功率10kw電機(jī)計(jì)算，得出采用to-247封裝的逆變器的成本優(yōu)勢(shì)已被其可靠性低以及功率定額低所抵消了這樣一個(gè)結(jié)論。isoplus247tm與其外形相同，但其采用了dcb技術(shù)這使得可靠性和器件的功率定額都大大提高，使得其成為最佳的替代品。從isoplus i4tm可以看到進(jìn)一步的發(fā)展，集成度更高，相應(yīng)的逆變器的功率密度也就更高。這種模塊化方法必將使得整個(gè)功率級(jí)集成到一個(gè)器件中，良好的熱性能使得其在同等變換器中有最好的功率定額。
表:計(jì)算結(jié)果
各種不同的方法的優(yōu)缺點(diǎn)對(duì)于一個(gè)具體的變換器中的重要性是不一樣的，比如功率范圍、可靠性或者功率密度以及象安裝性能和成本這些邊界條件。許多場(chǎng)合，對(duì)比于傳統(tǒng)的分立元件隔離分立的isoplustm封裝的器件將成為首選，而已成為工業(yè)標(biāo)準(zhǔn)高集成度的模塊則是最終的替代物。

參考文獻(xiàn)
[1] j.m.pacas，drivers 2000-end of the roadmap from state of the art to future trends[u]; pcim conference, nurnberg, 2000.
[2] a.lindemann:driving range; industrial vehicle technology-lift truck and materials handing[j], uk&international press 2002.
[3] a.lindemann: power electronics in automobiles; power electronics europe 6/2000.
[4] a.lindemann: power electronics supply of automotive starter generator[j]; power electronics europe 4/2001.
[5] a.lindemann: state of the art and trends in power semiconductor chip and packaging technology for vehicle applications; drivers& controls conference, london[c], 2001.
[6] r.lappe, h.konrad, m.kronberg; leistungselektronic[j]; verlag technik, berlin 1987.
[7] u.nicolai, t.reimann, j.petzoldt, j. lutz: applicationhandbuch igbt -und mosfet- leistungsmodule[j]; verlag steuerungstechnik und leistungselektronic,ilmenau 1998.
[8] j.w.kolar,h.ertl,f.c.zach: calculation of the passive and active components stress of three phase pwm converter systems with high puls rate[j]; epe conference, aachen 1989.
[9] m.arnold,r.locher: the revolution in discrete isolation technique;pcim europe[j], issue 3/1999.
[10] a.lindemann: combining the features of modules and discrete in a new power semiconductor pachage[j]; pcim conference, nurnberg,2000.