1 引言
大功率風機或泵從恒速傳動改為變速傳動平均節(jié)能約30%，并且能優(yōu)化工藝過程，提高產品產量和質量，減少設備維修，效益巨大[1]，因此開發(fā)各種適合國情的調速裝置成為許多學者和企業(yè)努力的方向。
由電機理論可知:

式(1)中: n為電動機轉速; f為電源頻率;
s為轉差率; p為極對數(shù)。

從式(1)可知，電動機調速的方法大致分為變極對數(shù)、變頻率和變轉差率三種。變極調速設備簡單，機械特性較硬，缺點是轉速只能成倍變化，而不是連續(xù)可調，屬于有級調速，應用場合受限。調節(jié)轉差率的電磁離合器，即滑差離合器調速方法，能平滑調速，閉環(huán)時調速范圍較寬，但調速效率低，存在不可控區(qū)。液力耦合器調速雖然也有節(jié)能效果，但屬機械耗能型變速方法，在變速過程中有很大的滑差損耗，系統(tǒng)運行成本較高，不經(jīng)濟。由于是機械聯(lián)接，變速系統(tǒng)故障時，無法快速轉換到全速運行狀態(tài)，系統(tǒng)必須停機檢修，無法保證系統(tǒng)安全可靠運行的要求。綜上所述，調速方法比較好的應該是定子端變頻調速和轉子端的串級調速[4][9]。然而對于那些調速性能要求不是很高的大容量高壓電機，如果直接在定子端采用高壓變頻器來調速，其調速性能雖然比較好，但是價格比較昂貴。因此對于這種調速范圍不是很大、調速要求不是很高的高壓大功率電動機，內反饋串級調速是一種比較好的方法。內反饋串級調速系統(tǒng)的主要優(yōu)點就是可以用容量較小的變流裝置在轉子端來調節(jié)高壓、大功率繞線式異步電動機的速度，從而把定子端的高壓調速轉變成轉子端的低壓調速。同普通串級調速相比，還可以省去逆變變壓器，從而減小裝置的體積和成本。內反饋串級調速系統(tǒng)現(xiàn)今已在國內一些礦山及自來水公司得到應用，并取得了一定的社會效益和經(jīng)濟效益。

2 串級調速系統(tǒng)的缺點
串級調速系統(tǒng)雖然具有以上優(yōu)點，但是也有缺點，即整個調速裝置的功率因數(shù)很低。盡管采用斬波控制串級調速系統(tǒng)可以把晶閘管逆變器固定在最小逆變角βmin下工作，從而減小無功功率，提高功率因數(shù)，但是為了防止晶閘管逆變顛覆，必然存在一個最小逆變角的問題，無功功率也就依然存在。因此為了解決這個問題，作者從拓撲結構入手，引進pwm整流技術，用三相igbt整流結構來替代傳統(tǒng)的晶閘管逆變部分，并采用跟蹤指令電壓矢量的svpwm直接電流控制策略，使內反饋系統(tǒng)的調節(jié)繞組端電流和電壓同相位，從本質上減少了串調系統(tǒng)從電網(wǎng)中吸收的無功功率，從而提高了系統(tǒng)的功率因數(shù)。

3 斬波控制的內反饋串級調速原理和拓撲結構
內反饋串級調速以繞線型感應電動機轉子串附加電勢進行調速的理論為基礎，其調速電機制作時在定子上增設了一套三相對稱繞組，稱為調節(jié)繞組，而原來的定子繞組稱為主繞組。轉子采用高強度不銹鋼滑環(huán)，配以金屬石墨電刷，使滑環(huán)和電刷的耐磨性能大為改善，壽命得以延長。附加電勢就是由調節(jié)繞組從主繞組感應過來的電勢所提供的，通過可控硅變流系統(tǒng)將該電勢串入電機的轉子繞組，改變其串入電勢的大小即可實現(xiàn)調速。同時，調節(jié)繞組吸收轉子的轉差功率，并通過與轉子旋轉磁場相互作用產生正向的拖動轉矩，達到調速節(jié)能的目的[2][3]。

普通串級調速系統(tǒng)的調速是通過改變逆變角β來實現(xiàn)的，但隨著逆變角β的增大，系統(tǒng)無功功率增加，功率因數(shù)降低，系統(tǒng)性能惡化，為此提出了igbt斬波器控制串級調速系統(tǒng)。原理框圖見圖l。

圖1 斬波式內反饋串級調速系統(tǒng)


圖2 斬波器電流id的波形

由圖1斬波控制調速系統(tǒng)的主電路可知，內反饋繞線式異步電動機的轉子輸出電壓接至三相橋式不可控整流器ur，通過igbt直流斬波器與電源換相的三相橋式可控硅逆變器ui相連。ui是普通可控硅組成的橋式變流器，它的觸發(fā)控制角α不需要調節(jié)，從工作原理考慮，它可以固定在某一個大于90°的角度觸發(fā)，但實際上為了提高功率因數(shù)，降低無功分量，總是把它控制在最大觸發(fā)角也即最小逆變角βmin的地方。從圖2的波形看出，設igbt斬波開關的工作周期為t,在τ的時間里，斬波開關閉合，整流橋ur被短路, 而在t-τ的時間里，斬波開關斷開[4]。整流橋的輸出電壓為:

式中e20為轉子開路相電壓。逆變器的輸出電壓為

經(jīng)斬波器輸至整流橋的電壓為，它應與整流橋輸出電壓相平衡，則有

由串調原理和式(1)、(2)可以得到轉速公式如下:

由上式顯然可見，改變斬波器開關閉合時間τ的大小就可以改變電機轉速n的大小。

斬波控制的內反饋串級調速系統(tǒng)與普通串級調速系統(tǒng)相比，由于內反饋調速電機的定子上調節(jié)繞組的存在，因此該電機用于串調系統(tǒng)時，省去了串調系統(tǒng)中所必須的逆變變壓器，進而使系統(tǒng)成本降低，體積減小，而且減少了逆變變壓器的損耗，提高了系統(tǒng)效率;采用絕緣柵雙極型晶體管(igbt)作為該調速系統(tǒng)的直流斬波器，提高了系統(tǒng)的功率因數(shù)以及降低了諧波成分，減少了對電網(wǎng)的諧波污染。

4 pwm整流技術原理及模型
雖然采用斬波控制技術可以提高串級調速系統(tǒng)的功率因數(shù)，但是沒有改變晶閘管逆變橋通過電網(wǎng)電壓換流的本質，依然有相位滯后，還是需要從電網(wǎng)吸收大量的無功功率，功率因數(shù)想再次提高很難。針對這個問題，作者引進pwm整流技術，改變原有串級調速系統(tǒng)的拓撲結構成分，把晶閘管逆變結構換成igbt的pwm整流結構，其結構圖如圖3所示，采用跟蹤指令電壓矢量的svpwm直接電流控制策略，使得調節(jié)繞組上電壓和電流同相位，減少無功功率，從而提高系統(tǒng)的功率因數(shù)和效率。

圖3 pwm整流的內反饋串級調速系統(tǒng)

4.1 pwm整流技術原理
把圖3所示igbt的pwm整流結構重畫于圖4。圖4中ek(t)(k=a、b、c)為圖3內反饋系統(tǒng)的調節(jié)繞組電壓，電感l(wèi)為圖3的外接電感l(wèi)2，起儲存、傳遞能量和平衡電壓的作用，電阻r為調節(jié)繞組和整流器的等效電阻，阻值比較小，可以忽略。端子1、2接斬波模塊。

圖4 三相pwm整流拓撲結構示意圖

電壓型pwm整流器控制思路是:保證直流側輸出電壓ui(即圖4中電容兩端的電壓)為恒定值的情況下，使交流側輸入電流盡可能為與輸入電壓同相位的正弦波，從而達到提高功率因數(shù)和消除諧波的目的[5]，因此pwm技術從電力電子裝置本身入手，通過調整功率因數(shù)來消除諧波，與傳統(tǒng)的相控整流或不控整流相比，能夠有效的減少諧波污染和能量損耗，因此把pwm技術引入內反饋串級調速系統(tǒng)來改善系統(tǒng)的功率因數(shù)是一種好的方法。

4.2 三相電壓型pwm整流器的d-q模型和控制策略[6]
三相靜止對稱坐標系(a,b,c)中的pwm一般數(shù)學模型具有物理意義清晰、直觀等特點, 但在這種數(shù)學模型中，pwm交流側均為時變交流量，因而不利于控制系統(tǒng)設計。為此，可以引進電機矢量控制的思想，通過坐標變換將三相對稱靜止坐標系(a,b,c)轉換成以電網(wǎng)基波頻率同步旋轉的(d,q)坐標系來解耦。這樣, 經(jīng)坐標旋轉變換后，三相對稱靜止坐標系中的基波正弦變量將轉化成同步旋轉坐標系中的直流變量, 簡化了控制系統(tǒng)設計。其中兩相同步旋轉坐標系(d,q)中的q軸與電網(wǎng)電動勢矢量eq重合，則q軸分量表示有功分量參考軸，則電網(wǎng)電動勢矢量的ed=0，而d軸分量則表示無功分量參考軸, 從而有利于三相pwm整流網(wǎng)側有功、無功分量的獨立控制, 其坐標變換關系如圖5所示。

圖5 坐標變換示意圖

因此根據(jù)坐標變換的關系，圖4所示三相pwm整流器拓撲結構的兩相旋轉坐標系dq模型可描述為


式中ed、eq為電網(wǎng)電動勢矢量edq的d、q分量;vd、vq為交流側電壓矢量vdq的d、q分量; p為微分算子;id、iq為交流側電流矢量idq的d、q分量。
由式(6)化簡得


顯然，式(7)說明，三相pwm整流d、q軸電流分量id、iq相互耦合，這給電流控制器設計帶來不便。為此，引入id、iq的前饋解耦控制，且id、iq電流環(huán)均采用pi調節(jié)控制。由此，可得兩相同步旋轉坐標系(d,q)下三相電流控制時的電壓指令為


式中，vd*、vq*為坐標系中的三相pwm整流指令電壓; id*、iq*為坐標系中的三相pwm整流網(wǎng)側指令電流。
顯然，這種電流前饋控制算法實現(xiàn)了id、iq的解耦控制，并且通過pi調節(jié)運算獲得了三相pwm整流交流側指令電壓矢量v*(vd*、vq*)。

另一方面，需要跟蹤的電流指令為與電網(wǎng)電動勢同頻率的三相對稱正弦電流，則id*、iq*在同步坐標系(d,q)中均為直流量，因而采用pi調節(jié)器均可實現(xiàn)id、iq的無靜差調節(jié)。顯然跟蹤式(8)所給定的三相pwm整流交流側指令電壓矢量v*(vd*、vq*)即能實現(xiàn)三相pwm整流的電流跟蹤控制，實現(xiàn)內反饋串調系統(tǒng)調節(jié)繞組的電流和電壓相位同步，減少無功功率，提高系統(tǒng)的功率因數(shù)和效率。

圖6 控制策略框圖

在三相pwm整流控制系統(tǒng)設計中，一般采用雙環(huán)控制，即電壓外環(huán)和電流內環(huán)。電壓外環(huán)的作用主要是控制三相pwm整流直流側電壓,而電流內環(huán)的作用主要是按電壓外環(huán)輸出的電流指令進行電流控制，如實現(xiàn)單位功率因數(shù)正弦波電流控制，因此跟蹤指令電壓矢量的svpwm直接電流控制框圖如圖6所示[7][8]。

5 仿真結果及結論
根據(jù)圖3、4所示拓撲結構，采用圖6所示的跟蹤指令電壓矢量的svpwm直接電流控制策略，對串級調速系統(tǒng)的三相pwm整流部分進行仿真。其中仿真參數(shù)為:用交流電壓幅值為420v的交流電代替內反饋系統(tǒng)的調節(jié)繞組電壓，外加電感阻值選取0.005h，等效電阻取0.02ω，中間直流電容為5000μf，中間直流母線電壓給定值為1140v，內反饋系統(tǒng)調節(jié)繞組電壓為440v。得到的電流和電壓仿真波形結果如圖7、圖8所示。

圖7 電壓電流仿真波形 圖8 中間直流母線電壓仿真波形

圖7為內反饋系統(tǒng)調節(jié)繞組端電壓和電流穩(wěn)定時的仿真波形，從圖7可以看出，由于將pwm技術引入內反饋系統(tǒng)，使內反饋系統(tǒng)調節(jié)繞組端電流正弦化，并且電流和電壓同相位，因此運行于單位功率因數(shù)。如圖8所示，直流母線兩端電壓也比較穩(wěn)定，便于斬波調速。

另外采用pwm整流模塊代替原有內反饋串級調速系統(tǒng)的另一個優(yōu)點是可以防止工廠停電時的逆變顛覆故障。這是因為晶閘管沒有自關斷能力，一旦工廠停電，則晶閘管逆變裝置不能產生一個逆變電壓來頂住中間直流電容所儲存的電壓，從而造成通過晶閘管瞬間電流過大，使系統(tǒng)發(fā)生逆變顛覆。而采用了自關斷能力的igbt整流結構后，即使停電后也不會發(fā)生原有系統(tǒng)的逆變顛覆故障。

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作者簡介
江友華(1974-) 男 博士研究生 主要從事電力電子技術與電力傳動方面。