1 引言
在電力牽引傳動(dòng)中，傳統(tǒng)的直接轉(zhuǎn)矩控制在選取逆變器的開關(guān)狀態(tài)信號(hào)時(shí)只考慮轉(zhuǎn)矩和磁鏈誤差的方向。這種方法雖然簡(jiǎn)單，但在控制過程中忽略了轉(zhuǎn)矩和磁鏈的大小，造成轉(zhuǎn)矩雖然按需求增大或減小，但在幅值上又超過了其滯環(huán)帶寬范圍，導(dǎo)致電機(jī)在運(yùn)行過程中產(chǎn)生較大的轉(zhuǎn)矩脈動(dòng)。并且隨著電機(jī)運(yùn)行中狀況的不同(如高速、低速等)，逆變器的開關(guān)頻率變化也很大。
本文提出的基于預(yù)測(cè)控制的直接轉(zhuǎn)矩空間矢量調(diào)制方法根據(jù)電機(jī)轉(zhuǎn)矩誤差的大小和方向，通過算法推出可以在下一周期彌補(bǔ)該誤差的輸出電壓矢量，利用tmsf2812dsp實(shí)現(xiàn)對(duì)該電壓矢量的svpwm合成。由于該矢量的大小和方向是任意的，相比傳統(tǒng)直接轉(zhuǎn)矩控制使用幾個(gè)固定電壓矢量而言，能更好地跟蹤轉(zhuǎn)矩的設(shè)定值，有效地降低轉(zhuǎn)矩脈動(dòng)。
2 預(yù)測(cè)控制方法基本原理與算法
本文以控制周期為單位，在一個(gè)周期里施加一定時(shí)間的非零電壓矢量，其余時(shí)間施加零電壓矢量來合成一個(gè)方向、大小任意的輸出電壓矢量(預(yù)測(cè)控制電壓矢量)，并且在上一周期里通過預(yù)測(cè)算法確定下一周期所需要施加的該電壓矢量方向和大小，利用svpwm合成得到該預(yù)測(cè)控制電壓矢量。
在異步電機(jī)直接轉(zhuǎn)矩控制中，轉(zhuǎn)矩輸出在定子電壓作用下的動(dòng)態(tài)變化為:

(1)
其中

，

在傳統(tǒng)直接轉(zhuǎn)矩控制策略中，一個(gè)采樣周期只施加一個(gè)固定的定子電壓矢量，磁鏈和轉(zhuǎn)矩誤差幅值在誤差較小的情況下會(huì)在一個(gè)采樣周期內(nèi)超出其容差范圍，尤其是在低速的時(shí)候，將極大影響電機(jī)牽引性能，不但會(huì)產(chǎn)生振蕩，還會(huì)產(chǎn)生電流畸變。
轉(zhuǎn)矩脈動(dòng)與磁鏈補(bǔ)償:
根據(jù)(1)式，在施加非零工作矢量時(shí)，轉(zhuǎn)矩的變化量為:

(2)
施加零矢量時(shí)，轉(zhuǎn)矩的變化量為:

(3)
ts為電壓矢量的作用時(shí)間。
根據(jù)異步電機(jī)動(dòng)態(tài)特性:

(4)
推導(dǎo)出:

(5)
另有:

(6)
γ為定子磁鏈相位角，

若采樣周期為ts，非零電壓矢量作用時(shí)間為tk，采樣時(shí)磁鏈值為ψs，磁鏈給定值為ψs*，θuψ為輸出電壓矢量與定子磁鏈的夾角，根據(jù)圖1得下一控制周期需要補(bǔ)償?shù)拇沛溨?

(7)

圖1 三相電壓型pwm ac/dc變流器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)圖

圖2 空間電壓矢量圖

圖3 電壓矢量作用時(shí)間分解
預(yù)測(cè)算法:
若采樣時(shí)間的轉(zhuǎn)矩值為tem*，轉(zhuǎn)矩給定值為tem，在下一控制周期需要彌補(bǔ)的轉(zhuǎn)矩誤差為:

把式(2)、(3)、(5)、(6)、(7)代入，可以得到:

3 輸出電壓矢量的svpwm合成
通過預(yù)測(cè)控制算法得到輸出電壓矢量與定子磁鏈的夾角θuψ后，判斷輸出電壓矢量uout所在的扇區(qū)以及在該扇區(qū)中的位置，由組成這個(gè)扇區(qū)的兩個(gè)非零矢量 ux和ux+60分別作用t1、t2時(shí)間合成，空間電壓矢量圖和組成分解圖見圖2、3。
電壓矢量合成公式:tsuout=t1ux+t2ux+60+t0(u0或u7)，式中t0=ts-t1-t2為零電壓矢量作用時(shí)間。
若要得到一種對(duì)稱的svpwm信號(hào)，其空間矢量的作用應(yīng)滿足如下規(guī)律:u0—ux—ux+60—u7—ux+60—ux—u0，其中兩個(gè)零電壓矢量分布在邊緣可以滿足逆變器開關(guān)次數(shù)最少，該合成方法還可保證逆變器的開關(guān)頻率恒定。

4 基于預(yù)測(cè)控制的svpwm方法在dsp上的實(shí)現(xiàn)
系統(tǒng)硬件由株洲電力機(jī)車研究所與中南大學(xué)現(xiàn)代交流調(diào)速實(shí)驗(yàn)室提供，結(jié)構(gòu)框圖如圖4所示。
(1) 主電路為交直交變頻電路，逆變器采用的是eupec的igbt模塊，6只組成三相橋臂，一只用于過壓斬波。

圖4 系統(tǒng)硬件結(jié)構(gòu)框圖

圖5 事件管理器硬件電路圖
(2) 上位機(jī)通過開發(fā)軟件實(shí)現(xiàn)對(duì)dsp的編程，以ti公司生產(chǎn)的tms320f2812芯片為核心，完成控制算法，產(chǎn)生svpwm波形。利用f2812的事件管理器模塊的硬件電路可以生成svpwm波形，如圖5所示。
svpwm的生成由特定的寄存器分別進(jìn)行控制:比較動(dòng)作控制寄存器actr[12-15]中是當(dāng)前主矢量，根據(jù)預(yù)測(cè)算法和svpwm方法計(jì)算寫入相應(yīng)的值;控制寄存器t1con[11-13]設(shè)置連續(xù)增/減記數(shù)模式，控制生成對(duì)稱或不對(duì)稱的pwm波形;比較控制寄存器comcon使能比較操作和控制pwm輸出或高阻輸出，起保護(hù)作用。三個(gè)比較寄存器cmpr1-3分別控制三相的開通時(shí)間，其值的大小由主矢量，輔矢量和零電壓矢量的作用時(shí)間決定，當(dāng)定時(shí)器的記數(shù)值等于cmprx的值時(shí)，就會(huì)改變空間矢量對(duì)應(yīng)的控制信號(hào)的輸出。svpwm波形的產(chǎn)生原理是:可增減記數(shù)器在控制寄存器和周期寄存器的作用下，獲得周期性對(duì)稱的三角波，并不斷地與比較單元的比較寄存器比較，產(chǎn)生比較匹配，由此來產(chǎn)生所需的對(duì)稱svpwm波。
(3) f240自帶的a/d轉(zhuǎn)換器對(duì)定子電流、電壓進(jìn)行采樣，獲得實(shí)時(shí)的信息進(jìn)行磁鏈和轉(zhuǎn)矩計(jì)算。轉(zhuǎn)速反饋采用光電編碼測(cè)速，通過碼盤旋轉(zhuǎn)輸出的一定周期寬度的脈沖信號(hào)發(fā)送到f240的正交編碼脈沖單元(qep)中，根據(jù)碼盤的齒數(shù)和輸出信號(hào)的頻率，得到轉(zhuǎn)速反饋值。
系統(tǒng)程序主要有主程序和中斷程序，主程序完成各功能部件的初始化，中斷服務(wù)程序完成預(yù)測(cè)控制算法和svpwm合成算法，軟件實(shí)現(xiàn)框圖見圖6。

圖6 系統(tǒng)軟件實(shí)現(xiàn)框圖

5 實(shí)驗(yàn)結(jié)果及結(jié)論
為了驗(yàn)證該控制方法的有效性，在交流調(diào)速傳動(dòng)控制實(shí)驗(yàn)設(shè)備裝置上對(duì)該方法進(jìn)行了實(shí)驗(yàn)，異步電動(dòng)機(jī)額定功率為29kw，定子電阻rs=0.1165ω，轉(zhuǎn)子電阻rr=0.14958ω，定子電感l(wèi)s=0.06554h，轉(zhuǎn)子電感l(wèi)r=0.06539h，互感l(wèi)m=0.06329h，轉(zhuǎn)動(dòng)慣量j= 0.662kg·m2，極對(duì)數(shù)pn=2; 負(fù)載轉(zhuǎn)矩tl=20nm; 額定轉(zhuǎn)速ne=787r/min。
圖7分別示出電機(jī)傳統(tǒng)直接轉(zhuǎn)矩控制波形(signal2)以及本文方法下的轉(zhuǎn)矩波形(signal1)，使用本文的控制方法后轉(zhuǎn)矩振蕩范圍由19nm~21nm減小到了19.5 nm~20.5nm，轉(zhuǎn)矩脈動(dòng)幅值減小達(dá)到50%左右。

圖7 signal1-使用本文方法的轉(zhuǎn)矩脈動(dòng)波形
signal2-傳統(tǒng)直接轉(zhuǎn)矩控制的轉(zhuǎn)矩脈動(dòng)
6 結(jié)束語
本文對(duì)電力牽引中傳統(tǒng)的直接轉(zhuǎn)矩控制容易出現(xiàn)較大的轉(zhuǎn)矩脈動(dòng)進(jìn)行了分析，提出了基于直接轉(zhuǎn)矩svpwm預(yù)測(cè)控制的減小轉(zhuǎn)矩脈動(dòng)方法，并詳細(xì)的給出了算法原理及其在dsp上的實(shí)現(xiàn)方案，有效的減小了轉(zhuǎn)矩脈動(dòng)，并實(shí)現(xiàn)開關(guān)頻率的恒定，經(jīng)實(shí)驗(yàn)證明有顯著的工程參考及應(yīng)用價(jià)值。