1 引言
1981年，日本的nabae等人提出了多電平變換器的思想，近年來成為了高壓大功率變頻領(lǐng)域的一個研究熱點。多電平逆變器輸出電壓階梯多，從而可以使輸出的電壓波形具有較小的諧波和較低的dv/dt。隨著輸出電平數(shù)的增加，輸出電壓的諧波將減少。另外，多電平逆變技術(shù)在減小系統(tǒng)的開關(guān)損耗與導通損耗，降低管子的耐壓與系統(tǒng)的emi方面性能都非常優(yōu)良^[1]。傳統(tǒng)的多電平逆變器可分為二極管箝位型、電容箝位型以及級聯(lián)型等三種結(jié)構(gòu)拓撲，二極管箝位型逆變器因為在隨著電平數(shù)的增多，其開關(guān)器件和箝位二極管會大量的增加，因此通常只適合于五電平以下的多電平拓撲。而電容箝位型逆變器存在有電容的充放電電壓平衡的問題，而且在電平數(shù)增加時，會需要較多的箝位電容，因此也存在一定的弱點。對級聯(lián)多電平逆變器來說，當需要得個電平時，會需要較多的直流電源，整流側(cè)會需要一組變壓器，造成體積龐大，另外也不易實現(xiàn)四象限運行。
針對傳統(tǒng)多電平拓撲結(jié)構(gòu)的上述不足，本文提出了一種新的不對稱混合多電平逆變器結(jié)構(gòu)，通過控制輸入端的電源數(shù)目，可以得到不同的電平數(shù)，最多可以得到六個輸出電平，在減少器件與直流電壓源的同時，增加了電平數(shù)的輸出。

2 逆變器的運行原理分析
逆變器的結(jié)構(gòu)原理圖如圖1所示，從圖可以看到，電源側(cè)一共由三個直流電源組成，橋臂左側(cè)由兩電平半橋單元組成，橋臂右側(cè)由一個三電平半橋單元組成，分別箝位在中間電源v2上與直流總線電源上。三電平半橋即是普通的二極管箝位三電平半橋。中性點n通過導線連到箝位二極管的中點處。v1，v2, v3分別代表三個直流電源，其中v2通過兩個電容c2,c3分壓，v1,v2,v3的不同的比值將在負載端ao出現(xiàn)不同的電平。當v1:v2:v3=3:2:3時，可以得到最多六個電平的輸出，此時，可以看到兩個單元的直流電壓都按照最大擴展原則來確定的，得到了最大電平數(shù) 的2×3=6輸出。

圖1 新型混合多電平逆變器結(jié)構(gòu)原理圖

當電壓比v1:v2:v3=3:2:3時，負載ao上得到的六電平輸出電壓狀態(tài)與各器件導通狀態(tài)的關(guān)系如表1所示。設(shè)單位電壓為vd 時，得到的輸出電壓為：+vd，-vd，+3vd，-3vd，+5vd，-5vd。

當電壓比v1:v2:v3=1:2:1時，可以得到四電平的輸輸出電平為：+vd，-vd，+2vd，-2vd。從狀態(tài)圖可以看到，負載電壓與器件狀態(tài)的關(guān)系。管子s2與s3的導通時間明顯要長于其他器件，而s5與s6的開關(guān)次數(shù)要多，但耐壓要低。在一個多電平系統(tǒng)中，根據(jù)器件的特性，應合理選擇器件，左側(cè)兩電平單元可以選用耐壓相對低一些的，而右側(cè)三電平單元則需要耐壓高導通損耗低的器件。
（其中“1”代表管子導通；“0”代表管子關(guān)斷；單位電壓為vd）
本文對所提出的新型混合六電平逆變器與傳統(tǒng)五電平逆變器在主電路結(jié)構(gòu)上進行了比較，如下表2所示。從比較表中我們可以看到新型混合六電平逆變器要優(yōu)于傳統(tǒng)的六電平逆變器，可以明顯的節(jié)省器件、降低系統(tǒng)的損耗^[2]。

3 逆變器的調(diào)制原理
一種拓撲結(jié)構(gòu)，必須采用合適的調(diào)制方法，才能得到期望的輸出。不同主電路結(jié)構(gòu)的逆變器都對應有一定的調(diào)制方法。
在本文所提出的新型混合六電平逆變器中，采用特定諧波消除法（shepwm）作為該拓撲結(jié)構(gòu)的調(diào)制方式。該方法的基本思想是通過傅立葉級數(shù)分析,得出在特定開關(guān)角下的傅立葉級數(shù)展開式, 然后令某些特定的低次諧波為零, 從而得到一個反映n個開關(guān)角的n個非線性獨立方程, 按求解的開關(guān)角進行控制, 則必定不含這些次數(shù)的諧波。通常, 這種方法著眼于消除低次諧波和低頻次非3倍頻次諧波。

圖2 新型混合六電平逆變器輸出的電壓波形

由于圖2所示的波形明顯滿足狄利克雷充分條件，又屬于1/4周期對稱的波形，所以其傅立葉級數(shù)不存在余弦項和所有偶次諧波，于是可得：

(1)

式（1）中，vab(wt)即是期望輸出的相電壓波形。然后將此式展開，表示成如下形式：
(2)

解此積分得到：

(3)

式（3-3）中，令

稱其為調(diào)制比，其值的大小決定直流電壓利用率的大小。
根據(jù)式（3），當只有兩個開關(guān)角時，可以列出以下非線性方程：

(4)

根據(jù)式（4）方程，并利用牛頓迭代法，即可解出α₁和α₂的值，從而實現(xiàn)電路的shepwm控制。同時利用matlab 7.0中的相關(guān)數(shù)學工具，解出了不同調(diào)制比下的部分α₁和α₂的值。其μ-a曲線如圖3所示。

圖3 μ-a 曲線圖

4 系統(tǒng)設(shè)計
本文對該逆變器系統(tǒng)進行了硬件的選型和基于ti dsp tms320lf2407控制芯片的軟件設(shè)計。
4.1主電路及驅(qū)動電路硬件設(shè)計^[3]
(1) 開關(guān)管的選取
在本文所提出的多電平逆變器系統(tǒng)中，主電路功率管采用irf630型n溝道pmosfet。
其主要參數(shù)如下：
器件耐壓為200v；
通態(tài)電流額定值為9a；
通態(tài)壓降電阻小于400mω。
(2) 緩沖、驅(qū)動及控制電路設(shè)計
mosfet的驅(qū)動電路是主電路與控制電路的接口。其設(shè)計將直接影響到能否對開關(guān)管進行有效的控制。本文選用日本東芝公司的tlp250集成電路作為irf630型mosfet的驅(qū)動光耦。
對應于單管驅(qū)動電路的具體設(shè)計原理圖如圖4所示。

圖4 驅(qū)動電路的設(shè)計原理圖

在dsp的輸出端，需要增加一緩沖電路以增大驅(qū)動能力，緩沖電路采用74hc245芯片，它采用dip20封裝,具有較強的抗干擾能力。
本文中，控制電路的硬件部分采用了以tms320lf2407(a)dsp為核心的sy-evm2407a硬件評估板。
4.2 軟件流程設(shè)計
為了對本文提出的新型混合多電平逆變器進行合理的控制，設(shè)計了基于tms320lf2407(a)的dsp控制程序，程序框圖如圖5和圖6所示。

圖 5 主程序框圖

圖6 功率驅(qū)動保護中斷子程序框圖

5 實驗結(jié)果
為了驗證本文所提出的如圖1所示的新型混合多電平逆變器的拓撲結(jié)構(gòu)的有效性，本文設(shè)計了該逆變器系統(tǒng)的單相硬件平臺。電路參數(shù)設(shè)置如下：
電感性負載r=95ω，l=170mh；shepwm調(diào)制基波頻率為50hz。
得到的多電平逆變器負載波形與fft分析結(jié)果如圖7所示。當電源比v1:v2:v3=15v:30v:15v時，波形將退化為四電平，如圖8所示。

圖7 多電平逆變器輸出波形(六電平)及fft分析結(jié)果

圖8 電壓比變化時多電平逆變器輸出波形(四電平)

采用shepwm的逆變器控制方式，進一步降低器件的開關(guān)頻率，大大減少了系統(tǒng)的損耗，增加了系統(tǒng)的轉(zhuǎn)換效率，提高了輸出波形的質(zhì)量。

6 結(jié)束語
本文研究了一種新型的單相混合多電平逆變器。該逆變器通過三個直流電源的組合，混合采用二極管與電容箝位的方式，實現(xiàn)了最大六電平的輸出，與傳統(tǒng)五電平逆變器相比具有顯具的優(yōu)點。

作者簡介
胡振華 男 碩士研究生 研究方向為電力電子裝置及系統(tǒng)。

參考文獻
[1] 吳洪洋,何湘寧. 級聯(lián)型多電平變換器pwm控制方法的研究. 中國電機工程學報,2001,21(8):42-46
[2] 丁凱,鄒云屏. 一種新型單相不對稱五電平逆變器. 中國電機工程學報,2004,24(11)
[3] 孫今英．新型組合式多電平逆變器的設(shè)計與研究．上海海事大學:碩士學位論文,2006(6)