1 引言
在諧波污染越來越嚴(yán)重的今天，如何提高電網(wǎng)的供電質(zhì)量，已經(jīng)逐漸成為人們關(guān)注和研究的熱點。為了抑制網(wǎng)側(cè)的諧波電流污染，大多數(shù)設(shè)備的前級都采用了傳統(tǒng)的boost型有源功率因數(shù)校正器，使得功率因數(shù)接近為1。這種有源功率因數(shù)校正器一般采用完全有源pfc校正技術(shù)，即功率開關(guān)在一個電源周期中始終處于開關(guān)狀態(tài)，始終承受著較高的電壓、電流和熱應(yīng)力，這就帶來了大量的開關(guān)損耗、導(dǎo)通損耗，限制了效率的提高。對于變頻家電行業(yè)中的變頻空調(diào)而言，正在朝著單相供電大功率化方向發(fā)展，單個pfc單元的功率等級也在不斷擴(kuò)大，甚至高達(dá)6.0kw以上，在這種情況下采用完全有源pfc控制技術(shù)，器件的發(fā)熱問題就變得非常嚴(yán)重，因此設(shè)計既具有高功率因數(shù)校正效果同時又具有高效率的功率因數(shù)校正裝置就成為人們進(jìn)一步研究的主題。部分有源pfc技術(shù)正是基于這一本景而被提出的。
部分有源pfc技術(shù)是綜合了完全有源pfc技術(shù)和無源pfc技術(shù)的一種新型的功率因數(shù)校正技術(shù)。采用部分有源pfc技術(shù)能夠?qū)⒐β势骷谝粋€電源周期中的斬波時間減少為原來的三分之二，從而可以減少三分之一的功率器件開關(guān)損耗和導(dǎo)通損耗，既帶來了效率的顯著提高又解決了大功率情況下功率器件發(fā)熱嚴(yán)重的問題。這一技術(shù)目前在變頻家用電器等行業(yè)已經(jīng)得到了廣泛和成熟的應(yīng)用。
本文在分析了部分有源pfc技術(shù)原理的基礎(chǔ)上，探討了部分有源pfc技術(shù)效率提高的原因，并進(jìn)行了部分有源pfc電路的具體實驗研究，驗證了上述分析的正確性。

2 部分有源pfc技術(shù)的工作原理
2.1 部分有源pfc技術(shù)的提出
部分有源pfc技術(shù)是結(jié)合有源pfc技術(shù)和無源pfc技術(shù)特點而提出的一種綜合了兩種pfc優(yōu)點的新穎的pfc技術(shù)^[2]。
有源pfc技術(shù)也稱完全有源pfc技術(shù)，是一種完全強(qiáng)迫整流技術(shù)，即在整個電源周期內(nèi)功率開關(guān)始終都處在開關(guān)狀態(tài)。采用完全pfc技術(shù)能夠很好的改善輸入電流的波形，帶來功率因數(shù)的顯著提高，同時采用完全有源pfc技術(shù)能夠在得到大大高于電源峰值電壓的直流輸出電壓；但是這種控制技術(shù)同時又造成了整個電源周期內(nèi)功率器件較大的開關(guān)損耗和導(dǎo)通損耗，在大功率情況下，器件的發(fā)熱和損耗猶為嚴(yán)重，嚴(yán)重的降低了器件的使用壽命和限制了系統(tǒng)效率的提高。
無源pfc技術(shù)其實質(zhì)是一種自然整流技術(shù)。與完全有源pfc技術(shù)相比較，其得到的輸入電流波形較差，也不能帶來功率因數(shù)的顯著提高，另外采用無源pfc技術(shù)得到的直流電壓低于電源峰值電壓，而且還會隨著負(fù)載的增加而降低；但是該技術(shù)的顯著優(yōu)點在于不會帶來功率器件的開關(guān)損耗和導(dǎo)通損耗，因此不會造成器件的發(fā)熱和系統(tǒng)效率降低等問題。
部分有源pfc技術(shù)正是基于上述分析，綜合了兩種pfc控制技術(shù)的優(yōu)點而被提出的。在整個電源周期內(nèi)電路具有兩種工作模式：無源pfc工作模式(自然整流狀態(tài))和完全有源pfc工作模式(強(qiáng)迫整流狀態(tài))。
2.2 部分有源pfc的控制策略
部分有源pfc控制策略主要有雙脈沖方案、半周期脈沖控制方案及雙端脈沖控制方案等。
圖1所示為雙脈沖控制方案的脈沖發(fā)送規(guī)律圖。在輸入電源周期的每1/4時間內(nèi)，給功率開關(guān)管發(fā)送兩個特殊脈沖，脈沖的發(fā)送時刻及脈沖寬度根據(jù)負(fù)載的功率的大小而定。該方案的效率最高，但是功率因數(shù)校正效果較差。

圖1 雙脈沖控制方案

圖2所示為半周期脈沖控制方案的脈沖發(fā)送規(guī)律圖。在輸入電源周期的每半個周期內(nèi)，有一半的時間給功率開關(guān)管發(fā)送合適的脈沖，對輸入電流進(jìn)行斬波控制，另一半時間將開關(guān)管關(guān)閉，電路處于自然整流狀態(tài)。該方案的校正效果好于雙端脈沖控制方案，但是校正效果也不是很好。

圖2 半周期脈沖控制方案

圖3中所示為雙端脈沖脈沖控制方案的脈沖發(fā)送規(guī)律圖。在輸入電源的每半個周期內(nèi)，在輸入電壓幅值較低的兩端控制功率開關(guān)管對輸入電流進(jìn)行斬波，而在輸入電壓幅值較高的中間位置將開關(guān)管關(guān)閉，進(jìn)行自然整流。該方案在上述三種控制方案中的校正效果是最好，也是目前部分有源pfc技術(shù)應(yīng)用最為廣泛的控制策略。

圖3 雙端脈沖控制方案

與完全有源pfc一樣，部分有源pfc技術(shù)在輸入電壓較低的區(qū)間，pwm脈沖的占空比較高，在輸入電壓較高的區(qū)間，pwm脈沖的占空比較低。鑒于部分pfc技術(shù)存在自然整流過程，因此它屬于降壓型pfc。鑒于升壓電感量較大，在輸入電壓過零點附近即使占空比很高，電流也很難上升起來，因此在實際應(yīng)用中并不設(shè)置pwm斬波。這樣經(jīng)過仔細(xì)分析，對于不同的pwm模式，輸入電壓半周期內(nèi)的部分pfc的工作模式為自然整流-強(qiáng)迫整流-自然整流-強(qiáng)迫整流-自然整流，升壓電感的電流模式為①零電流-ccm-續(xù)流(或不出現(xiàn))-自然整流-續(xù)流-ccm-續(xù)流-零電流，上述情況決定于電感量的大小和pwm模式。
2.3 部分有源pfc的效率分析
下面結(jié)合傳統(tǒng)有源pfc技術(shù)，定性分析部分有源pfc技術(shù)效率提高的原因。
傳統(tǒng)有源pfc電路的脈沖控制規(guī)律如圖4所示。采用該控制方案的功率開關(guān)管在整個電源周期內(nèi)都處于斬波狀態(tài)，因此功率開關(guān)管始終都有開關(guān)損耗和導(dǎo)通損耗。

圖4 完全有源pfc電路的脈沖控制規(guī)律

比較圖3和圖4可知，當(dāng)開關(guān)頻率相同，在0～θ₁和θ₂～π時間內(nèi)完全有源pfc電路和部分有源pfc的損耗情況基本相同，所不同的是在θ₁～θ₂時間內(nèi)二者的損耗情況不同。采用部分pfc技術(shù)電路中的功率開關(guān)igbt在θ₁～θ₂時間內(nèi)處于不斬波的關(guān)斷狀態(tài)，因此沒有開關(guān)損耗和導(dǎo)通損耗，因此與完全pfc電路相比，降低了三分之一的開關(guān)損耗和導(dǎo)通損耗，減少了器件發(fā)熱，增加了器件的使用壽命，提高了整個系統(tǒng)的效率。同時也使得功率器件在一個周期內(nèi)承受的電流應(yīng)力減少為原來的2/3，使得器件的成本也有下浮的空間。在小功率應(yīng)用場合，這種優(yōu)勢似乎微乎其微，但是在大功率應(yīng)用場合，就會顯得尤為明顯。
采用部分有源pfc既能很好的改善輸入電流的波形，帶來功率因數(shù)的顯著提高，同時又能降低完全有源pfc控制技術(shù)造成的過高的開關(guān)損耗和導(dǎo)通損耗。其功率校正效果介于無源pfc和完全有源pfc之間，輸入功率因數(shù)同樣可以做到0.99，輸入電流各次諧波含量能夠滿足標(biāo)準(zhǔn)iec61000-3-2^{[1，2，3]}。而且在較大功率的應(yīng)用場合中，部分有源pfc電路的效率將大大高于完全有源pfc電路。

3 部分有源pfc電路的實驗研究
3.1 電路拓?fù)涞慕?BR>部分有源pfc電路可以采用所有的完全有源功率因數(shù)校正拓?fù)?，只是按照圖3所示的脈沖的控制策略發(fā)送脈沖。在所有有源功率因數(shù)校正拓?fù)渲校瑹o橋拓?fù)涫且环N高效率的拓?fù)?，因此基于無橋拓?fù)浣⒘吮緦嶒灥钠脚_。整個系統(tǒng)電路包括功率電路和控制電路兩大部分。其中功率電路如圖5所示，以無橋智能模塊fpdb50ph60為核心，由濾波電感l(wèi)1、l2以及濾波電容c19、c21和電解電容組e5 組成，與傳統(tǒng)有源pfc電路相比，電路所用元器件的數(shù)目大大減少。

圖5 無橋部分pfc功率電路

智能功率模塊fpdb50ph60內(nèi)部集成了兩個整流二極管，兩個快恢復(fù)二極管，兩個600v/50a的igbt(開關(guān)頻率可達(dá)20khz)，上述功率器件在模塊內(nèi)部構(gòu)成一個無橋拓?fù)洌瑑?nèi)部檢流電阻rs上的檢測電流信號由模塊的21腳輸出，經(jīng)放大器u3b進(jìn)行放大后，送入模塊的8腳，用于模塊的過流保護(hù)；當(dāng)出現(xiàn)過流或者欠電壓故障時，模塊的6腳會給出一個低電平的故障信號，通知外部控制器封鎖igbt的脈沖信號，故障低電平的時間通過模塊7腳的電容c18可以進(jìn)行調(diào)節(jié)。模塊的19腳和20腳接模塊內(nèi)部的ntc電阻，與比較器u2b及其外圍電阻、電容組成一個溫度保護(hù)電路，當(dāng)模塊溫度超過設(shè)定值時，比較器輸出低電平，通知外部控制器封鎖igbt的脈沖信號，實現(xiàn)模塊的過溫保護(hù)。
控制電路包括輸入電壓過零點檢測電路(圖6)、電感電流檢測電路(圖7)和單片機(jī)控制電路(圖8)三部分。輸入電壓過零點檢測電路輸出一個與輸入交流電壓頻率相同的脈沖信號，該脈沖信號送入單片機(jī)的外部中斷口，脈沖的上升沿和下降沿均對應(yīng)輸入電壓過零點。電感電流經(jīng)圖5中的一級運(yùn)放放大處理后，再經(jīng)過圖11的二級運(yùn)放和兩級rc濾波器濾波后，送入單片機(jī)的ad口。單片機(jī)根據(jù)輸入電壓過零點信息和電感電流有效值的大小控制電路的工作模式，輸出按照一定規(guī)律變化的pwm脈沖。整個電路屬于單電源熱地系統(tǒng)，+5v控制電源和+15v 驅(qū)動電源與直流回路電壓共地。

圖6 輸入電壓過零點檢測電路

圖7 電感電流檢測電路

圖8 無橋部分pfc控制電路

3.2 無橋部分有源pfc的試驗結(jié)果
設(shè)計電路的輸出功率為3.5kw，控制器采用st的8位單片機(jī)st7mc1k2，主頻16mhz，交流電網(wǎng)輸入電壓范圍為160v～264v，期望效率不低于95%，功率因數(shù)不低于0.95，采用部分有源pfc控制策略時候，輸出直流電壓不低于290v。實驗升壓電感采用5.5mh，直流側(cè)電解電容選用三個470μf/400v電解電容并聯(lián)。
從輕載到重載3.5kw整個功率范圍內(nèi)分別測試了θ1=π/3時對應(yīng)的實驗情況，實驗結(jié)果表明不同電流情況下的各次諧波含量均能滿足iec61000-3-2標(biāo)準(zhǔn)。部分有源pfc的雙端脈沖發(fā)送規(guī)律圖如圖9所示；給出兩個輸入電壓和輸入電流波形合影如圖10和圖11所示。

圖9 部分pfc電路的脈沖發(fā)送規(guī)律

圖10 輸入電壓和輸入電流波形(11.91a)

圖11 輸入電壓和輸入電流波形(14.88a)

不同電流情況下的輸入電流、輸出電壓和功率因數(shù)和諧波情況分別如表1和表2所示。

3.3 無橋部分有源pfc的試驗分析和總結(jié)
由實驗結(jié)果得知，在整個功率范圍內(nèi)，采用無橋拓?fù)涞牟糠謕fc都能獲得良好的校正效果和較高的功率因數(shù)。所以在直流側(cè)電壓要求不是很高的情況下，可以考慮采用部分有源pfc電路。
為了適應(yīng)不同的國家電網(wǎng)標(biāo)準(zhǔn)，設(shè)計適應(yīng)電網(wǎng)頻率為60hz時部分pfc。硬件電路不變，限于頻率的改變，個別電路比如電流檢測電路輸出的信號需要調(diào)整，需要修改pwm模式，控制電路不變。同樣獲得了非常滿意的實驗效果。
具體實現(xiàn)部分pfc還考慮到了以下一些因素：
(1) 鑒于輕載下諧波電流含量很容易通過iec61000-3-2標(biāo)準(zhǔn)，因此輸出功率增加使得輸入電流有效值大于3.0a以上時才啟動部分pfc，否則處于完全自然整流狀態(tài)；而當(dāng)負(fù)載降低低于2～1.5a以下時結(jié)束部分pfc，目的在于提高輕載下的系統(tǒng)效率；
(2) 部分pfc總體上是一種buck型變換器，其實更是一種輸入電壓跟隨式pfc，當(dāng)輸入電壓大小變化時，最大輸出直流電壓相應(yīng)下降，帶載能力相應(yīng)下降。實驗中當(dāng)供電電壓設(shè)置為150v時，同樣電阻阻值時，最大輸出功率僅為2.14kw，此時直流電壓的平均值為189v；實驗中當(dāng)供電電壓設(shè)置為238v時，最大輸出功率高達(dá)4.90kw，此時直流電壓的平均值為320v；
(3) 在部分pfc中，輸出直流電壓屬于開環(huán)控制，可以完全根據(jù)負(fù)載大小或輸入電流大小來確定最終的pwm模式，與輸入電壓高低無關(guān)。具體設(shè)計時，可以根據(jù)負(fù)載輕重設(shè)計幾個pwm占空比表格，負(fù)載進(jìn)入哪一個區(qū)間就選擇相應(yīng)的一個表格，理論上表格分得越細(xì)越好；
(4) 實驗時發(fā)現(xiàn)，θ1越大功率因數(shù)校正效果越好，潛在輸出的直流電壓平均值越高。另外，鑒于使用的電感感值較大，電感續(xù)流作用較強(qiáng)，可以設(shè)計使用新型的不對稱部分pfc方案，即交流電壓峰值之前pfc作用時間適當(dāng)增加，交流電壓峰值之后pfc作用時間適當(dāng)降低，效果也非常好，特別適應(yīng)重負(fù)載下應(yīng)用；
(5) 直流電解電容的選擇可以參考完全有源pfc的選擇標(biāo)準(zhǔn)，相比無源pfc時的容量大大下降，而且工作電壓可以降到400v以內(nèi)，當(dāng)然容值越大直流電壓的紋波峰峰值越??；
(6) 部分pfc與完全pfc的臨界在于輸出電壓的平均值是否高于輸入電壓的幅值，嚴(yán)格來說，是否高于輸入電壓的幅值與線路壓降之和。自然整流區(qū)間電感電流是續(xù)流還是整流，決定于該區(qū)間輸入電壓瞬時值是否高于直流回路電壓的瞬時值。在剛剛進(jìn)入中間的自然整流區(qū)間，電感電流不一定立即進(jìn)入自然整流狀態(tài)，如果電感儲能較高，會出現(xiàn)一段時間的續(xù)流過程，然后才過渡到完全的自然整流狀態(tài)。在即將退出自然整流區(qū)間的一段區(qū)間，也有可能處于續(xù)流過程。具體情況比較復(fù)雜。
(7) 電感容量與pwm模式關(guān)系很大，與決定著成本和體積，其感值大小選擇一定要兼顧以下兩個重要因素：
●輕負(fù)載下輸入電流波形差需要適當(dāng)增加電感量；
●重載下由于感值過大會影響電流的響應(yīng)快速性和被迫增加pwm占空比而增加開關(guān)損耗。電感的抑制噪聲設(shè)計也非常重要。開關(guān)頻率調(diào)制設(shè)計可能會引入低頻調(diào)制噪聲，硅鋼電感需要增加抑制噪音措施。
(8) 部分pfc pwm占空比變化規(guī)律如下：
●在整個正弦半波內(nèi)，占空比大體按照正弦半波的倒數(shù)規(guī)律變化，注意過零點附近可能會出現(xiàn)奇異，類似常規(guī)pfc；
●前半波由始至終pwm脈沖占空比由大到小變化，而后半波由始至終pwm脈沖占空比由小到大變化；
●總體上，相對于輸入電壓峰值線左右對稱位置處，前半波pwm脈沖占空比大于后半波pwm脈沖的占空比；
●負(fù)荷較輕時，前半波pwm脈沖占空比較小，后半波pwm脈沖的占空比較大；
●負(fù)荷較重時，前半波pwm脈沖占空比較大，后半波pwm脈沖的占空比較?。?BR>●網(wǎng)側(cè)電流大時需要電解電容的容值增加，電感量可以適當(dāng)降低，否則效果很難調(diào)整，容值與負(fù)荷成正比例。
出現(xiàn)以上情況主要原因在于電感感值過大，重載時影響尤其明顯，完全有源pfc也有這種情況，只不過效果不是特別明顯，原因在于在后半波電感儲能在逐漸釋放，需要占空比相應(yīng)下降；
(9) 鑒于電感串聯(lián)在整流橋前，無橋部分pfc功能類似串聯(lián)補(bǔ)償pfc方案，傳統(tǒng)pfc在frd前端來看也類似串聯(lián)補(bǔ)償pfc方案；單電感方案可能造成網(wǎng)側(cè)電流的對稱度下降和直流電壓的紋波不對稱，雙電感或耦合的差模電感方案的對稱度較高；
(10) 無橋部分pfc電路的共模傳導(dǎo)需要略加注意，但是應(yīng)該很容易解決；無橋部分pfc電路采用的調(diào)制策略類似開關(guān)頻率調(diào)制感念，對高頻emi的抑制較好，但是會使5.5mh發(fā)出低頻可聽噪音；
(11) 鑒于無橋pfc電路的共模傳導(dǎo)emi比傳統(tǒng)pfc嚴(yán)重，可以采取部分pfc方案，開關(guān)頻率調(diào)制方案，或在電路前端增加簡單的電路進(jìn)行抑制，減少功率器件的dv/dt有助于減低共模干擾強(qiáng)度。對于大功率應(yīng)用場合，推薦采用電流連續(xù)導(dǎo)通模式；
(12) 負(fù)載功率使得單相電流有效值處于(0，16a]范圍內(nèi)，應(yīng)該適用諧波電流標(biāo)準(zhǔn)iec61000-3-2。負(fù)載功率增加使得單相電流有效值處于(16a，75a]范圍內(nèi)，應(yīng)該適用另一個諧波電流標(biāo)準(zhǔn)iec61000-3-12；
(13) 由于功率因數(shù)校正的目的在于提高電網(wǎng)利用率(提高功率因數(shù))、降低損耗(電流有效值下降接近最小)、提高輸出電壓質(zhì)量(輸出直流電壓紋波峰峰值下降，平均值升高)、不同的電路元件參數(shù)等等，更重要的一點是滿足諧波電流標(biāo)準(zhǔn)，因此部分pfc的igbt pwm占空比的解必定有多解。部分pfc的一個難點在于需要控制好pfc與自然整流的過渡過程，使電感電流平滑過渡，使整個波形符合正弦波變化趨勢，并滿足諧波電流標(biāo)準(zhǔn)。從理論上講，對于單相pfc電路，一旦輸入電流達(dá)到較高的正弦度，直流電壓就會獲得一個很好的質(zhì)量，因此對直流電壓得調(diào)節(jié)可以采用開環(huán)控制。
(14) 由于各國電網(wǎng)采用的頻率有50hz和60hz兩種，部分pfc同樣適用兩種電網(wǎng)頻率。對于60hz而言，在相同條件下，由于電感的基頻感抗和高頻感抗比50hz時增加20%，因此輸出直流電壓的平均值有下降的趨勢，需要進(jìn)一步修改pwm模式，或者將電感量降低20%，電解電容的總?cè)萘靠梢越档?6.6%。

4 結(jié)束語
本文提出了一種結(jié)合有源pfc技術(shù)和無源pfc技術(shù)的buck型部分有源pfc技術(shù)，其特點是：采用雙端脈沖控制策略，在交流側(cè)采用較大感值的硅鋼電感，在輸入交流電壓峰值前后p/3或其它電角度內(nèi)不斬波，利用自然整流進(jìn)行電感續(xù)流，而在其他區(qū)間進(jìn)行相應(yīng)的有源pfc斬波。在理論分析與實驗測試表明該方案可以使得各種負(fù)載下交流輸入側(cè)的各次諧波電流均滿足iec61000-3-2標(biāo)準(zhǔn)，中等負(fù)載下輸入功率因數(shù)高達(dá)0.99，比同等輸出功率情況下完全pfc供電的變頻空調(diào)系統(tǒng)效率高出2~3％，高達(dá)98%，輕載下輸出直流平均電壓接近電網(wǎng)電壓幅值，重載下輸出直流平均電壓不低于電網(wǎng)電壓幅值40v，能夠滿足現(xiàn)在變頻空調(diào)系統(tǒng)中后級逆變器的要求。該方案適用于輸出電壓要求為buck型、功率較高、對emi要求較高的pfc應(yīng)用場合，尤其適用于大功率的pfc應(yīng)用場合，具有很好的應(yīng)用前景。

作者簡介
王 晗(1982-)上海交通大學(xué)電氣工程系在讀博士生，研究方向為電力電子與電力傳動。

參考文獻(xiàn)
[1] 低壓電氣及電子設(shè)備發(fā)出的諧波電流限值(設(shè)備每相輸入電流≤16a). 中華人民共和國國家標(biāo)準(zhǔn),gb 17625. 1-1998,eqv. iec 61000-2-3:1995,國家質(zhì)量技術(shù)監(jiān)督局,1998,12
[2] iec 61000-3-2:1995 “electromagnetic compatibility part3:limits-set.2: limits for harmonic current emission (equipment bbbbb current≤16a per phase)”
[3] 家用和類似用途電動、電熱器具、電動根據(jù)以及類似電氣無線電干擾特性測量方法和允許值. 中華人民共和國國家標(biāo)準(zhǔn),gb4343-1995
[4] en 50082-1:1995 “electromagnetic compatibility generic immunity standard, part 2: industrial environment”
[5] en 50081-2:1996 “electromagnetic compatibility generic immunity standard,part 1: industrial residential, commercial and light industry”
[6] daniel m. mitchell. ac-dc converter having an improved power factor”, patent no. us 4,412,277. rockwell corp,1983
[7] 楊興華. 新型部分有源功率因數(shù)校正電路的分析與實現(xiàn). 電氣應(yīng)用,2007,26(7):54-57
[8] lu b,brown r,soldano m. bridgeless pfc implementation using one cycle control technique. twentieth annual ieee apec 2005.
[9] srinivasan r, oruganti r. a unity power factor converter using half-bridge boost topology. ieee transbbbbbbs on power electronics
[10] fairchild. fpab30ph60 datasheet,jan,2006